用于高频接收器和发射器的锁相环-第二部分

本系列文章的第一部分介绍了关于锁相环(PLL)的基本概念，说明了PLL架构和工作原理，同时以一个例子说明了PLL在通信系统中的用途。

在第二部分中，我们将侧重于详细考察与PLL相关的两个关键技术规格：相位噪声和参考杂散。导致相位噪声和参考杂散的原因是什么，如何将其影响降至最低?讨论将涉及测量技术以及这些误差对系统性能的影响。我们还将考虑输出漏电流，举例说明其在开环调制方案中的重要意义。

振荡器系统中的噪声

在任何振荡器设计中，频率稳定性都至关重要。我们需要考虑长期和短期稳定性。长期频率稳定性是关于输出信号在较长时间(几小时、几天或几个月)内的变化情况。其通常以一定时间内的比率Δf/f来规定，单位为百分比或dB。

短期稳定性则是关于几秒或更短时间内的变化情况。这些变化可能是随机的，也可能是周期性的。可以使用频谱分析仪来检查信号的短期稳定性。图1显示了一种典型频谱，其中随机和离散频率成分导致出现大范围的波裙和杂散波峰。

 

 

图1.振荡器的短期稳定性。

信号源中的已知时钟频率、电力线干扰和混频器产品都可能引起离散杂散成分。随机噪声波动引起的扩张是相位噪声造成的。其可能是有源和无源器件中的热噪声、散粒噪声和/或闪烁噪声造成的。

电压控制振荡器中的相位噪声

在考察PLL系统中的相位噪声之前，我们先看看电压控制振荡器(VCO)中的相位噪声。理想的VCO应该没有相位噪声。在频谱分析仪上看到的输出应是一条谱线。当然，事实并非如此。输出上会有抖动，频谱分析仪会显示出相位噪声。为了便于理解相位噪声，请考虑一种相量表示方式，如图2所示。

图2.相位噪声的相量表示。

图中所示信号的角速度为wO，峰值幅度为VSPK。叠加于其上的误差信号的角速度为wm。Δqrms表示相位波动的均方根值，单位为rms度数。

在许多无线电系统中，必须符合总积分相位误差规格的要求。该总相位误差由PLL相位误差、调制器相位误差和基带元件导致的相位误差构成。例如，在GSM中，允许的总相位误差为5度rms。

Leeson方程

Leeson(第6项参考文献)提出了一项方程，用以描写VCO中的不同噪声组分。

(1)

其中：

LPM为单边带相位噪声密度(dBc/Hz)

F为工作功率水平A(线性)下的器件噪声系数

k为玻尔兹曼常数，1.38 × 10–23 J/K

T为温度(K)

A为振荡器输出功率(W)

QL为加载的Q(无量纲)

fO为振荡器载波频率

fm为载波频率失调

要使Leeson方程有效，以下条件必须成立：

• fm，载波频率失调大于1/f闪烁角频;

• 已知工作功率水平下的噪声系数;

• 器件运行呈线性特征;

• Q包括元件损耗、器件加载和缓冲器加载的影响;

• 振荡器中只使用了一个谐振器。

图3.VCO中的相位噪声与频率失调的关系。

Leeson方程只适用于断点(f1)与从“1/f ”(更普遍的情况是1/fg)闪烁噪声频率到超过后放大白噪声将占据主导的频率点(f2)的跃迁之间的膝部区域。如图3所示[g = 3]。f1应尽量低;一般地，它小于1 kHz，而f2则在几MHz以内。高性能振荡器要求使用针对低1/f跃迁频率而专门选择的器件。有关如何尽量降低VCO中相位噪声的一些指导方针如下：

1.使变容二极管的电压足够高(一般在3至3.8 V)

2.在直流电压电源上用滤波。

3.使电感Q尽量高。典型的现成线圈的Q在50至60之间。

4.选择一个噪声系数最小且闪烁频率低的有源器件。闪烁噪声可借助反馈元件降低。

5.多数有源器件都展现出较宽的U形噪声系数与偏置电流之关系曲线。用该信息来为器件选择最佳工作偏置电流。

6.使振荡电路输出端的平均功率最大化。

7.在对VCO进行缓冲时，要使用噪声系数最低的器件。

闭环

前面，我们讨论了自由运行VCO中的相位噪声，考虑了降低该噪声的方式，接下来，我们将考虑闭环(见本系列第一部分)对相位噪声的影响。

图4所示为PLL中的主要相位噪声贡献因素。系统传递函数可通过以下等式来描述：

Closed Loop Gain =(2)

G =(3)

(4)

Closed Loop Gain =(5)

在下面的讨论中，我们将把SREF定义为出现于参考输入上且在鉴相器上看到的噪声。该噪声取决于参考分频器电路和主参考信号的频谱纯度。SN为出现在频率输入端且在鉴相器上看到的、由反馈分频器导致的噪声。SCP为因鉴相器导致的噪声(取决于具体的实现方法)。SVCO为VCO的相位噪声，可用前面提出的方程来描述。

输出端的整体相位噪声性能取决于上面描述的各项。以均方根方式对输出端的所有效应加总，得到系统的总噪声。因此：

STOT2 = X2 + Y2 + Z2 (6)

其中：

STOT 2为输出端的总相位噪声功率。

X2为输出端因SN和SREF导致的噪声功率。

Y2为输出端因SCP导致的噪声功率。

Z2为输出端因SVCO导致的噪声功率。

对于PD输入端的噪声项SREF和SN，其运算方式与FREF相同，还要乘以系统的闭环增益。

(7)

低频下，在环路带宽范围内，

GH >> 1 and X2 = (SREF2+ SN2 ) × N 2 (8)

GH >> 1 且X2 = (SREF2+ SN2 ) × N 2 (8)

高频下，在环路带宽范围以外，

G << 1and X2 Þ 0 (9)

G << 1且　X2 Þ 0 (9)

鉴相器噪声SCP导致的总输出噪声贡献可通过把SCP引回PFD的输入端来计算。PD输入端的等效噪声为SCP/Kd。然后将其乘以闭环增益：

(10)

最后，VCO噪声SVCO对输出相位噪声的贡献可按类似方式计算得到。这里的正向增益很简单，就是1。因此，其对输出噪声的贡献为：

(11)

闭环响应的正向环路增益G通常是一个低通函数;在低频下非常大，在高频下则非常小。H为一常数，1/N。因此，以上表达式的分母为低通，可见SVCO实际上是由闭环滤波的高通。

针对PLL/VCO中噪声贡献因素的类似描述见参考文献1。前面提到，闭环响应是一个低通滤波器，其截止频率为3-dB，其中，BW表示环路带宽。对于输出端小于BW的频率失调，输出相位噪声响应中的主导项为X和Y、参考噪声N(计数器噪声)导致的噪声项和电荷泵噪声。使SN和SREF保持最小，使Kd保持较大值并使N保持较小值，可以使环路带宽BW中的相位噪声最小化。由于N对输出频率编程，因此，在降噪方面一般不予考虑。

对于远远大于BW的频率失调，主导噪声项为VCO导致的噪声项SVCO。这是由于环路对VCO相位噪声进行高通滤波的关系。较小的BW的值最为理想，因为可以最大限度地降低积分输出噪声(相位误差)。然而，较小的BW会导致缓慢的瞬态响应，并加大环路带宽中VCO相位噪声的影响。因此，环路带宽计算必须权衡瞬态响应以及总输出积分相位噪声。

为了展示闭环对PLL的影响，图5展示了一个自由运行的VCO的输出与一个作为PLL一部分的VCO的输出相叠加的情况。请注意，与自由运行VCO相比，PLL的带内噪声已经衰减。

图5.一个自由运行VCO和一个PLL连接VCO上的相位噪声。

相位噪声测量

测量相位噪声的一种最为常用的方法是使用高频频谱分析仪。图6为一个典型示例，展示了通过分析仪可以看到的情况。

图6.相位噪声定义。

借助频谱分析仪，我们可以测量各单位带宽的相位波动频谱密度。VCO相位噪声最好在频域中描述，其中，频谱密度是通过测量输入信号中心频率任一端的噪声边带获得的。相位噪声功率以分贝为单位，为在偏离载波达给定频率时相对于载波(dBc/Hz)的分贝数。以下等式描述了该SSB相位噪声(dBc/Hz)。

(12)

图7.用频谱分析仪测量相位噪声。

设在频谱分析仪后面板连接器上的10-MHz、0-dBm参考振荡器具有优秀的相位噪声性能。R分频器、N分频器和鉴相器都是ADF4112频率合成器的一部分。这些分频器可通过PC进行控制，从而按顺序编程。频率和相位噪声性能可通过频谱分析仪观察。

图8所示为一款采用ADF4112 PLL和Murata VCO (MQE520-1880)的PLL频率合成器的典型相位噪声图。频率和相位噪声均在5-kHz的范围内测得。所用参考频率为fREF = 200 kHz (R = 50)，输出频率为1880 MHz (N = 9400)。如果这是一款理想的PLL频率合成器，则会显示一个离散信号音升至频谱分析仪噪底之上。这里展示的正是该信号音，其中，相位噪声由环路元件所致。选择的环路滤波器值旨在使环路带宽达20 kHz左右。相位噪声中与低于环路带宽的频率失调相对应的平坦部分实际上是“闭环”部分用X2和Y2描述的相位噪声，适用于f处于环路带宽范围内的情况。其额定失调为1-kHz。实测值，即1-Hz带宽范围内的相位噪声功率为–85.86 dBc/Hz。它包括以下组成部分：

图8.频谱分析仪的典型输出。

1.1-kHz失调条件下，载波与边带噪声(单位：dBc)之间的相对功率。

2.频谱分析仪显示特定分辨率带宽(RBW)的功率。图中使用的是10-Hz RBW。要在1-Hz带宽范围内表示该功率，必须从(1)所得结果中减去10log(RBW)。

3.必须把考虑了RBW实现方法、对数显示模式和检波器特征的校正系数加到(2)所得结果中。

4.对于HP 8561E，可使用标记噪声函数MKR NOISE快速测量相位噪声。该函数考虑了上述三个因素并以dBc/Hz为单位显示相位噪声。

以上的相位噪声测量值为VCO输出端的总输出相位噪声。如果我们要估算PLL器件的贡献(鉴相器、R&N分频器和鉴相器增益常数导致的噪声)，则必须将结果除以N2(或者从以上结果中减去20 × logN)。结果得到相位噪底[–85.86 – 20 × log(9400)] = –165.3 dBc/Hz。

参考杂散

在整数N PLL(其中，输出频率为参考输入的整数倍)中，导致参考杂散的原因是，电荷泵以参考频率速率持续更新。我们再来看看本系列第一部分中讨论过的基本PLL模型。该模型在这里重复如图9所示。

图9.基本PLL模型。

当PLL锁定时，PFD的相位和频率输出(fREF和fN)实际上是相等的，并且在理论上，PFD无输出。然而，这可能导致一些问题(留待本系列第三部分讨论)，因此，PFD在设计上应使得其处于锁定状态时，来自电荷泵的典型电流脉冲如图10所示。

图10.来自PFD电荷泵的输出电流脉冲。

尽管这些脉冲具有极窄的宽度，但它们的存在意味着驱动VCO的直流电压是由频率为fREF的信号进行调制的。这会在RF输出中产生参考杂散，且发生的失调频率为fREF的整数倍数。可以用频谱分析仪来检测参考杂散。只需把范围增至参考频率的两倍以上即可。典型曲线图如图11所示。本例中，参考频率为200 kHz;显然，图中参考杂散发生于RF输出1880 MHz± 200 kHz的范围内。这些杂散的电平为–90 dB。如果把范围增至参考频率的四倍以上，则在(2 × fREF)时也可看到杂散。

图11.输出频谱中的参考杂散。

电荷泵漏电流

当把频率合成器的CP输出编程为高阻抗状态时，理论上，不会有漏电流流动。实际上，在某些应用中，漏电流的大小会影响到系统的整体性能。例如，考虑这样一种应用，其中，开环模式使用一个PLL来实现频率调制——这是一种简单而经济的高频方法，比闭环模式支持更高的数据速率。对于FM来说，尽管闭环法确实有效，但数据速率却受环路带宽的限制。

一种采用开环调制的系统是欧洲无绳电话系统DECT。输出载波频率范围为1.77 GHz至1.90 GHz，数据速率较高，达1.152 Mbps。

图12.开环调制框图。

开环调制的框图如图12所示。工作原理如下：开始时，环路闭合以锁定RF输出，fOUT = N fREF。调制信号被开启，开始时，调制信号只是调制的直流均值。然后，把频率合成器的CP输出置于高阻抗模式，从而断开环路，同时将调制数据馈入高斯滤波器。然后，调制电压出现在VCO，并乘以KV。当数据突发结束时，环路返回闭环工作模式。

由于VCO通常具有高灵敏度(典型值在20至80 MHz/V之间)，因此，在VCO之前的任何小电压漂移都会导致输出载波频率漂移。在高阻抗模式下，该电压漂移以及由此导致的系统频率漂移直接取决于电荷泵CP的漏电流。该漏电流会导致环路电容充电或放电，具体取决于漏电流的极性。例如，1 nA的漏电流会导致环路电容(如1000 pF)上的电压充电或放电dV/dt = I/C(本例中为1 V/s)。这又会导致VCO漂移。因此，如果环路断开1 ms且VCO的KV为50 MHz/V，则1-nA漏电流在1000-pF环路电容中导致的频率漂移为50 kHz。事实上，DECT突发脉冲一般较短(0.5 ms)，因此，对于本例中所使用的环路电容和漏电流，漂移实际上会更小。然而，这的确可以证明电荷泵漏电流在这类应用中的重要性。

接收器灵敏度

接收器灵敏度指定接收器对弱编号的响应能力。数字接收器用特定rf水平条件下的最大误码率(BER)来规范性能。一般地，器件增益、噪声系数、图像噪声和本振(LO)宽带噪声会共同产生一个等效的噪声系数。然后把该噪声系数用于计算接收器的总灵敏度。

LO中的宽带噪声会提高IF噪声水平，从而降低总噪声系数。例如，FLO + FIF条件下的宽带相位噪声会在FIF下产生噪声积。这会对接收器灵敏度造成直接影响。该宽带相位噪声主要取决于VCO相位噪声。

LO中的近载波相位噪声也会影响到灵敏度。显然，接近FLO的任何噪声都会产生接近FIF的噪声积，并直接影响灵敏度。

接收器选择性

接收器灵敏度指定接收器对目标接收通道邻道做出响应的倾向性。邻道干扰(ACI)是无线系统中常用的一个术语，也用于描述这种现象。在考虑LO部分时，参考杂散对灵敏度具有特别的重要性。图13试图展示LO部分的杂散信号(其间距与通道间距频率相同)如何把来自邻近无线电通道的能量直接转换到IF上。如果目标接收信号较远、较弱且无用邻道较近、较强(情况通常如此)，这一点尤其重要。因此，PLL中的参考杂散越低，对系统灵敏度越有利。

结论

在本系列的第二部分中，我们讨论了与PLL频率合成器相关的部分重要技术规格，介绍了相应的测量技术，并展示了一些结果示例。另外，我们还简要讨论了相位噪声、参考杂散和漏电流对系统的影响。

在本系列的最后一部分中，我们将考察PLL频率合成器的构建模块。此外，还将对PLL的整数N和小数N架构进行比较。

致谢

笔者希望借此机会向利默里克ADI通用RF应用部门的Brendan Daly表示诚挚的谢意，他提供了相位噪声和参考杂散的曲线图。

参考文献

1. Mini-Circuits Corporation, VCO Designers’ Handbook, 1996.

1.Mini-Circuits公司，VCO Designers’ Handbook(VCO设计师手册)，1996年。

2. L.W. Couch, Digital and Analog Communications Systems, Macmillan Publishing Company, New York, 1990.

2.L.W.Couch，Digital and Analog Communications Systems(数字与模拟通信系统)，Macmillan Publishing Company，New York，1990年。

3. P. Vizmuller, RF Design Guide, Artech House, 1995.

3.P. Vizmuller，RF Design Guide(RF设计指南)，Artech House，1995年。

4. R.L. Best, Phase Locked Loops: Design, Simulation and Applications, 3rd edition, McGraw-Hill, 1997.

4.R.L.Best，Phase Locked Loops:Design, Simulation and Applications(锁相环：设计、仿真与应用)，第3版，McGraw Hill，1997年。

5. D.E. Fague, “Open Loop Modulation of VCOs for Cordless Telecommunications,” RF Design, July 1994.

5.D.E.Fague，“Open Loop Modulation of VCOs for Cordless Telecommunications”(无绳通信系统中的VCO开环调制)，RF Design(RF设计)，1994年7月。

6. D. B. Leeson, “A Simplified Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum,” Proceedings of the IEEE,Volume 42, February 1965, pp. 329–330.

6.D. B. Leeson，“A Simplified Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum”(反馈振荡器噪声频谱简化模型)，Proceedings of the IEEE(IEEE会刊)，第42卷，1965年2月，第329–330页。

Figure 13. Adjacent Channel Interference.

图13.Adjacent Channel Interference(邻道干扰)。