移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计

0 引言
    上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。

1 电路原理和各工作模态分析
1．1 电路原理
    图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。

    图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：

    (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；
    (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；
    (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；
    (4)滤波电感足够大。

1．2 各工作模态分析
    (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
    (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0．7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
    (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。
    (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C4和C2开始充放电，与谐振电感Lr串联谐振。D2导通续流，为S2的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。
    (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。
    (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。
    各时段工作模态等放电路如图3所示，图3中未画出变压器副边电路。

2 关键参数设计
2．1 死区时间设计
    该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关管的电压应力限制和ZVS的实现。为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半，S1要比S3提早关断tdeadF1，S4要比S2提早关断tdead2。如果4个开关管的输出结电容COSS1～COSS4是一样的，从理论上讲只要tdead>0就可以了。但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条件：S1上的电压到达Vin/2，也就是D1已经导通；同样，S4上的电压到达Vin／2，也就是D4已经导通，虽然4个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可以把COSS1～COSS4看作是器件手册里给定的参数。假定都是COSS，要满足上述条件，死区时间的设计应满足如下不等式。

   
    S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电，同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。实际上，死区时间不可能设计得很大。在原边电流上冲过零点之前，结束tdead2让S4开通，以实现主动功率丌关管的零电压开通。若tdead2太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。因此滞后臂的ZVS条件可表示为

   
    由此可见，根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。

    由于
式中：n为变压器的变比；
    Lm为变压器初级电感量；
    fs为开关频率。
    将式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到两个死区时间的统一设计式

2．2 谐振参数的设计
    谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面推荐的方法来设计。
    首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n，其计算公式如下。

式中：VOmin为输出直流电压：
    VD为输出整流二极管的通态压降；
    VIf为输出滤波电感上的直流压降；
    Dsecmax为副边占空比。
    根据期望的谐振电容的最大应力VCmax，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。

式中：Tmax为最大开关周期。
    再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小，其计算公式如下。

    Ls的选择也涉及到很多问题，取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，降低开关损耗；但过大义延长了占空比丢失时间，使整机的效率明显降低。如取小些，负载电流最大时仍能控制移相稳定，提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小，但增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。

3 实验结果
    根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机，其主要参数如下：
    输入直流电压Vin为280～550V；
    输出直流电压Vo为24V；
    输出电流Io为O~8.33A；
    开关频率fs为200kHz；
    4个主开关管为IRFPG40；
    驱动控制芯片为UC3875；
    MOSFET驱动芯片采用了MIC4420；
    输出整流二极管为MUR3020；
    输出滤波电感Lf为19.8μH；
    输出滤波电容Cf为1800μF；
    谐振电感Lr为28μH。
    图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。

4 结语
    本文在移相全桥ZVS电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌，分析了谐振电路在各时序工作模态下的电路原理。变换器的两个死区时间也合理设计来保证开关管的开关应力，同时满足各个开关管的ZVS实现条件。谐振参数的设计可以按推荐的方法次序来设计。

    发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。因此更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方向。