延长导通时间可减小输入电容容量

简介

基于微处理器的器件需要使用稳压电源(UPS)以检测输入功率损耗和继续在完成内存备份(即将关键数据写入非易失性存储器)的时间内进行供电。

设计连续输出功率的一种方法是：生成较高的输出电压和使用线性稳压器生成所需的较低电压。线性稳压器输入端电容用于提供维持时间。但遗憾的是，这种方法会降低电源的整体效率，原因是它需要使用次级线性稳压器，进而需要更大的变压器和元件，使得电源电路初级侧的额定功率更高。

另一种解决方案是使用已知的导通时间延长技术，这种方法在Power Integrations(PI)的一系列离线式开关IC中得到采用。在PI芯片中，导通时间延长功能与开/关控制功能相结合，用来提供稳压。这两种技术都可以替代传统的脉宽调制(PWM)控制，而无需添加额外的电路，如图1所示。

内存备份功率要求

需要在关断之前存储关键数据的产品应用通常会使用EEPROM内存，并需要获得稳压电源电压，以便在完成内存写周期的时间持续供电。对于某些EEPROM内存而言，写周期时间可能长达10 ms。为了提供足够的写周期时间，标准的做法是：通过关闭所有外设和不必要的额外负载来降低断电序列条件下的功耗。图2显示了直流总线电压和断电序列的关系，从而可以有效利用储存在输入直流总线端滤波电容中的能量。

功率转换器阶段需要使用储存于输入滤波电容中的能量，以便将输出电压维持在稳压限制范围之内。在图2中，这代表着直流总线电压从Vmin2降到Vmin3及进行数据备份所需要维持的一段时间(检测到输入失败情况后)。

对于大多数低功率应用而言，反激式转换器因为具有成本低、元件数量少和在通用输入应用中易于设计等优势，而成为一种可选的拓扑结构。我们将用两个反激式转换器进行比较，来说明导通时间延长技术的效率及其对电容选择的影响：一个反激式转换器在非连续导通模式工作一固定频率技术(DCMFF)，而另一个则利用导通时间延长来实施非连续导通模式-占空比扩展技术(DCMDE)。

输入电压下降时的功率输出

案例1：DCMFF-最大占空比为50%。在本例中，我们将针对工作频率为100kHz并使用了一个500μH初级电感的21.25W(5V@4.25A)电源设计，对最大占空比为50%的DCMFF转换阶段的功率输出能力进行测评(参见图3)。假设能效为84%。

此设计的Vmim为100V。当直流总线电压为100V时，如果所连负载等于满载(即21.25W)，则占空比将达到最大值。

对于最大占空比为50%的DCMFF设计，最大输出功率与直流总线电压之间的关系如公式(1)所示。

图4显示，电路的最大功率能力将随着电压的下降而下降，对于为50%满载的负载，电路可以维持输出端稳压，使直流总线电压仅下降到69V。

案例2：DCMDE-导通时间延长而不改变关断时间可以自动扩展占空比。要使导通时间延长方法与固定频率DCMFF方法进行可行性对比，需要将Vmin=100V下的占空比假设为50%。其结果是，电路在100V直流输入电压下输出满载功率时的初级电感值相同，以及高于100VDC的直流总线电压具有相同的工作条件。

电路工作情况：电路的工作情况与DCMFF配置相同，直到直流输入电压降到与Vmim相等的值。随着输入电压降到Vmin以下，t0-t1的时间间隔将被延长，直到初级电流达到预定的峰值初级电流值，后者等于输入电压为Vmin(占空比为50%)时的预计值。t1到t2的时间间隔保持不变，且等于正常工作条件下开关频率的时间间隔的一半。

图5显示了输入电压下降时初级绕组电流波形的变化。由于电感电流斜率随着输入电压的降低而降低，因此初级电流达到所需的峰值电流值将需要更长的时间。虽然通过延长导通时间间隔可以自动降低工作频率，但每个工作周期储存在电感中的能量仍将保持不变。工作频率下降可以导致电路的最大功率能力随之下降。此时，电路的最大功率能力曲线表现为不同的形状(参见图4)。

最小输入电压与最大输出功率之间的关系如公式(2)和公式(3)所示。

对比以上两条曲线可以明显确定，与DCMFF(固定频率占空比限制)设计相比，导通时间延长方案可以使功率转换器在较低的输入电压下输出更高的功率(参见图4)。[!--empirenews.page--]

通过这两条曲线还可以看到，对于输出端50%的负载，DCMFF可以维持直流总线电压降至大约69V的稳压，而DCMDE转换器则可以维持低至31.5V的稳压。因此，DCMDE方法使电源能够为内存备份操作提供更长的维持时间，充分利用储仔于输入电容中的能量。

直流输入总线滤波电容值的选择

如图6所示，直流总线滤波电容可以用来将转换器阶段的输入电压维持在等于或高于Vmin值的水平，使转换器可以保持工作并维持稳压。参考文献[1]、[2]和[3]中提供有计算这一电容值的详细方法。转换器在td期间所需的能量由放电电容提供。所需的电容值可以通过公式(4)进行估算。

90VDC或100VDC的值是转换器最小直流总线电压的最佳选择，这一点在参考文献[3]中已有说明。Vmin值进一步减小有助于降低输入端所需的电容值，但这也会导致初级绕组中的峰值电流大幅升高，并且还需要过大设计电路中的开关元件。

如果开关电源必须保持工作并在干扰期间提供稳压输出电压，则必须对其输入电容进行选择，以使最小输入RMS电压比额定电压低30%，即120V系统的最小输入RMS电压约为84 VAC(参见公式(5)和公式(6))。

在任何给定输入电源电压情况下，时间td是工作频率的函数(参见图6)。

图7和图8显示了在不同转换器工作频率下的不同最小直流总线电压值(Vmin)所需的输入电容估计值。三组曲线分别表示：不需要任何维持的条件下的额定电容;4 ms的维持时间;输入电源线电压频率的一个半周期的维持时间。

对于正常工作情况或存在短时间电源线干扰的工作情况，图7和图8提供了易于使用的倍增系数，用于计算所需的电容值。此电容的值称为Cn或额定电容。

用于在断电序列期间维持稳压的直流总线电压最小值可以从图4得出，或使用公式(1)和公式(2)计算得出。然后，可以使用公式(7)来计算输入端所需的电容值，以确保在完成断电序列期间能够提供足够长的维持时间。

Ch=完成断电序列或内存备份所需的电容

PR=在断电序列期间降低的输出功率水平

ηR=功率水平降低时的转换器效率

th=断电序列的持续时间

Vs=断电序列开始时的直流总线电压

Ve=功率降低时维持稳压所需要达到的直流总线电压

如果Ch远远大于Cn，则必须使用较高的值。可以通过提高Vmin来减小计算的Cn和Ch值之间的差异。

对于设计用于在低至100VDC的直流总线电压下工作且必须在低至47Hz的频率下工作的20W通用输入电源来说，正常工作情况下的输入电容值或Cn将大约为100μF，其前提是转换器效率超过85%(见图7)。

如果在输入电源失败后必须至少在35 ms的时间内提供稳压电源(以便完成EEPROM写周期)，那么电容Ch中必须具备足够的能量。

如果内存备份期间所需的负载为10 W(满载的50%)，且电源采用最大占空比为50%、固定频率100 kHz控制器设计而成，那么所需的电容值将为172μF，该值可以使用公式(1)、公式(4)或图4计算得出。

如果将此电源的控制方案修改为使用导通时间延长技术，则所需的Ch值可大幅减少到100 μF，使用公式(4)或图4可以计算出该值。因此，无需扩充输入电容便能满足延长的(35ms)功率要求。

在前面的示例中，假设在较低直流电压和50%的负载条件下运行时转换器功率降至78%(在实际设计中，这一点可经过全面验证)。

导通时间延长技术的限制

虽然导通时间延长可显著提高反激式电源的功率输出，但必须注意的是，不要让电源在延长的导通时间下无限期地运行。导通时间在超过正常极限之外的任何延长均会导致RMS电流的增加，从而导致MOSFET及初级绕组上的功率全部耗尽。

结语

电源需要配备正确容量的输入电容，这样可以确保在电源线干扰期间仍能够正常运行，并可在检测出输入故障之后，提供足够时间的稳压电源，确保关键数据在关断之前得以储存。如果使用的是带导通时间延长功能的集成开关，则在本应用中可大幅减小输入电容的容量。本文所列举的示例表明，DCMFF技术(不含导通时间延长设计)需要更高的输入电压才能输出与DCMDE技术(含导通时间延长设计)同等数量的功率，在低于设计的最小直流电压下工作时更是如此。导通时间延长是Powei Integrations的离线式开关IC中集成的众多功能之一，设计师采用这些IC可以设计出更为高效和更具成本效益的电源产品。