可处理双极信号的低失真分立式缓冲放大器设计

有时候我们需要很多低失真缓冲放大器处理双极信号。这些应用可以采用运放或集成缓冲器，但为了更加灵活，分立设计可能更有用，其应用包括ADC的输入缓冲，或DAC的输出缓冲，或音频线路驱动器。

　　图1中的缓冲器提供了单位增益、低输出阻抗，以及低失真。它采用两个射极跟随器构成对称的A类放大器；电流源代替了通常的射极电阻（图2）。为得到最佳结果，应使用直流增益（beat）匹配良好的互补晶体管（Q1和Q2）。

　　这种结构优于普通的射极跟随器。它产生的奇次谐波水平较低，噪声较小，输入端有低的I BIAS和V BIAS,输出端有低偏移电压，具备高的电源抑制比。电路不需要温度补偿，能维持dc稳定。与普通电压跟随器一样，它只有局部的反馈。这个结构在有些应用中具有优势，此时长反馈回路会产生额外失真或不稳定性。

　　电阻R1和R2将两个输出加总。为抑制奇次谐波，它们的值应相匹配。较好的器件（如金属膜）应该是稳定、线性的，产生的噪声低。

　　R 1上的压降等于Q 1的基射电压V BE,因此R 1= K×V BE / I1,其中K 的区间是3~20.

　　R 2设为与R 1相等。当驱动一个容性负载时，相同电阻也能提供稳定性，因此K值取决于这个电容。对于交流等效电路，这些电阻表现为并联，因此提供了低的输出阻抗。二极管D1保护两个晶体管的射极结不受过高输入电压的损害。当缓冲用做一个输出级时，可以取消D1.

　　两只晶体管的直流增益通常不会精确相等，所以会有点输出偏移电压。为做补偿，图1中增加了R5A和R5B两只基射电阻。如要将输出偏移电压降至0,可以加R5A或R5 B,但不能两个都加。举例来说，假设β2>β1,则Q2上用R 5B.如果Q 1有较高的增益，则在Q 1上用R 5 A;从下式可以估算出R 5的值：R5=β1×β2×VB E/（I1×（β2-β1）），其中β1和β2分别是Q1和Q2的增益。

　　当R5帮助达到输出平衡时，输入偏移电流也达到最小，因为电流I 3和I 4相互抵消了。

　　图3中的电路是图1电路的一个应用，它会自动将输出调整到接近于0 的电压。积分器I C 1对输出电压做平均，但不让交流信号通过，因为其特性类似于一只高通滤波器。其转折频率f C可以用下式计算：f C=1/（2×π×R3×C3 ）。对于本电路，fC大约为1.6 Hz.

　　积分器的输出驱动一只光耦，光耦在输出端用了一只光阻元件。这个电阻替代了上下的R 5电阻。图3中的电路只要输入端加偏移电压不太高，输出电压就仍能提供接近于0 的偏移。运放应有低噪声、低漂移电流，以及低的漂移电压。另外，电阻和电容应是高质量的稳定器件。

图3中的一个光耦总是非激活的，但除非你预先知道哪个晶体管的β值更高，否则就不会知道哪个光耦是不激活的。高质量光阻式光耦可能相当贵，所以如果你知道晶体管的β值，就可以用一只二极管D2替换掉一个器件，如图4所示。在本例中，β2>β1,因此光阻与Q2并联。如果光耦的LED可以承受来自积分器的最大输出电流，则R4也可以省略。

　　顺便说，光耦也可以与白炽灯（灯丝型）一起使用，此时，不需要积分器了，因为灯丝就相当于一个积分器。将积分器电容改为1M,输入电阻值改为1k（图5）。

　　最后的电路有低的直流增益（与采用积分器比较），因此输出直流偏移可能相当高，达几十毫伏。二极管D2防止电路可能的“死锁”.