一种低漂移对称大功率高压直流变换器的设计

在UPS电源或DC／AC变换器设计中，需要正负对称的直流高压，该电压经逆变器后获得50 Hz(或其他频率)的正弦电压。为保证负载和变换器本身可靠工作，要求输出交流电压的直流分量足够小，因此获得高度平衡对称的直流高压是减小直流分量的必要条件。详细介绍了一种对称的大功率高压直流变换器技术方案，它通过对称Boost变换器和脉冲变压器采样反馈技术实现了低漂移、大功率、宽输入范围、输出不平衡度很小的直流高压。详细描述了主要参数的设计方法，最后给出了测试结果。

1 引言
在UPS或DC／AC设计中，需将输入220 V交流电压或蓄电池电压转换为±375 V的直流电压，然后交流变换器将直流电压变换为220 V／380 V，50 Hz的正弦交流电压，这种交流电压往往会产生直流分量。交流电压的直流分量对感性负载和变换器本身具有极大的危害；它一方面容易使磁性器件产生偏磁饱和，另一方面可使变换器本身过载损坏。这种直流分量在10 s内应小于均方根值的0．1％，这就要求变换器的输入直流电压不对称偏差不大于交流输出有效值的0．314％。为此，需设计一个低漂移、高度对称的高压大功率直流升压变换器。

2 升压变换器方案选择
实现高频大功率升压变换器的典型方法有推挽、半桥、全桥和Boost变换等几种方法。推挽、半桥和全桥拓扑的共同缺点是：①它们都需要一个升压变压器，次级又需两个对称的升压绕组。由于功率大，除了制造困难和体积大外，还会增加漏感，漏感会产生很大du／dt，对功率器件的安全工作和EMI产生不利影响；②电路不能实现正、负对称输出。由于输出绕组不能做到完全对称，而控制电路又不能对输出电压进行单独控制，故正负电压必然产生误差；半桥电路的初级电压由电容分压取得，更不易保证对称输出。另外，全桥电路驱动复杂，成本高，损耗大；③可能发生磁性器件阶梯性饱和，威胁功率器件的可靠工作。
对称Boost变换器完全采用电子电路，虽然不能做到电路参数和输入电压的完全对称，但由于有两个相互独立的采样、反馈控制回路，使输出电压的平衡性不受电路元件参数离散性影响。

3 采样反馈方案选择
3．1 线性光耦采样反馈电路
线性光耦是低压开关电源常用的隔离反馈器件，以其价格低廉和电路简单得到普遍应用。然而其稳定性和精度不适合要求较高的场合。光电隔离器传输特性如图1所示，可见，电流传输比Di在if为5 mA，10 mA时分别约为1，0．67(uce=5 V)，同时uce的变化对其他参数也有较大影响；当温度从0～50℃变化时，Di从1．05变为0．9。实验结果证明，由于其参数的离散性、时间和温度的变化引起的不平衡度会增加到5．6％，因此光耦不适合高压隔离取样。

3．2 幅度调制隔离取样反馈
该方法是将采样电压进行调幅，产生一个幅度随采样电压变换的方波信号，再驱动变压器或光耦，其典型电路如UC3901。该方法较适用于低压开关电源隔离，因芯片的供电电源可直接由输出电源提供。对于高压变换器，此方法不宜采用。
3．3 脉冲变压器采样反馈
该方案采用脉冲变压器采样反馈电路。它用一个固定频率、固定脉宽的降压变换器，直接将输出高压变换为脉冲幅度调制的低压信号。这种方法制作一致性好，温度漂移极小(磁性材料的温度范围宽)、带宽宽(磁性材料工作频率高)、体积小、价格低廉．是保证输出电压低漂移、高度平衡对称的有效方法。

4 对称高压变换器电路原理
对称高压直流变换器电路原理如图2所示。

它由上下对称的两个Boost变换器构成。Uin1，L1，VT3，VD3，C1构成正电压变换器，PWM1，T3等构成正电压反馈控制电路。振荡驱动电路产生固定频率和脉宽的脉冲信号，这样取样的信号完全无失真地反映了输出电压的瞬时变化。为保证输出电压低的温度漂移，一个高精度、低漂移的电压参考源给PWM1和PWM2供电是必要的。

5 主要元件参数设计
5．1 升压电感设计
电感量L1，L2计算式为：


式中：Uinmin为输入电压最小值，Uinmin=208 V；f为工作频率，f=20 kHz；IL为电感的平均电流；k为电感电流的纹波系数；Dmax为最大占空比，Dmax=1-Uinmin／Uo=0．45。

在式(1)中，影响电感量的关键参数是k的选择。它不仅影响电流的连续性，而且影响电感的体积和成本。k越小，储能和体积同时增大；反之，储能和体积同时减小。所以该系数具有一个优选值。该系统输出功率12 kW，所以正、负变换器各输出功率为6 kW，电流Io=17 A，IL=29 A，ILPK=IL+△iL／2分别取k为0．2，0．25，0．3，0．4，0．5，则L分别为806μH，646 μH，538μH，403μH，323μH。这些电感能否满足贮存能量的要求，还需要核算。根据，可得各电感贮存的能量依次为：8．2 kW，6．88 kW，5．98 kW，4．88 kW，4．24 kW。由此可知：k取0．2过大，使电感体积和成本增加，取0．3不满足输出功率要求，取0．25满足输出功率要求。
5．2 磁芯选择与核算
为保证电感在空载到满载情况下电感量的稳定和电感系数比较大，选择铁基磁粉芯作为线圈载体。考虑到材料的温度特性，工作磁通密度应选择在0．4Bs。这里用面积乘积法选择磁性器件：


式中：LI2=2x344 W·S；Bw=0．6 T；Ku为窗口系数；K为铁粉心电流密度比例系数。
填充系数通常选择在0．25～0．45范围内，典型值为0．4。系数越小，体积和成本增加，系数越大，绕制难度增加，且可能造成磁场强度增加，使磁导率快速下降，因此需要反复核算。这里取典型值：Ku=0．4，Kj=403 A／cm4，代入式(2)得：AP=129 cm4。初选磁性材料型号为H125-640，参数为ur=125，AwAe=42．58 cm4，考虑裕量，选4块磁芯可满足要求。4块磁芯并联，匝数，直流磁场强度：H=NI／Le=53．76 Oe，查材料磁导率和直流偏磁曲线，如图3所示。由图3曲线可知：此时材料的相对磁导率约降为原来的60％，所以在此状态下线圈总电感量。

故需要重新修正线圈匝数。由电感方程式可得修正线圈匝数为：。查曲线得修正后磁导率的下降系数约为0．48，电感L=546μH。工作磁通的核算如下：Bw=0．6uruoNI／Le=4．14×103Gs。
可见，工作磁通密度远未达到该型号的最大值1．5 T，所以工作于安全区，但电感量未能达到设计要求。原因是直流偏磁造成相对磁导率下降过快。如果继续增加电感匝数，由于磁场强度增加，使磁导率进一步下降。虽然当增加到一定数量时可以满足电感量的要求，但磁通密度、窗口系数及铜耗又不能满足设计求。为此需要重新修改设计。修正参数，重复以上计算(略)，结果为：Ku=0．3，AP=179 cm4，Bw= 4.27×103Gs，N=28。磁芯个数5块，L=662μH。
5．3 滤波电容选择
滤波电容选择主要依据纹波电压和纹波电流。纹波电流对电解电容的主要影响是发热，电容的等效串联电阻必须满足温升要求。电容容量为：


查元件表可知，1 000μF电容纹波电流仅为4．7 A，为保证可靠性，需对电容值进行修正，以满足纹波电流要求。修正后电容参数2x15 00μF，其纹波电流为12．8 A，满足设计要求。

5．4 IGBT选择
IGBT参数选择不仅要考虑电感支路流入的最大电流，还要考虑整流二极管的反相恢复电流，这两个电流(将脉冲电流换算为有效值)和需满足IGBT的电流降额。集电极的额定电流可表示为：ICr≥(ICrms+Idr_rms)／βef=125A(与工作频率有关)。据此可选择600V／150A的IGBT。
5．5 采样电路设计
采样变压器要求脉冲上升和下降时间短，输出包络检波充放电时常数合适，这样才能保证采样波形完全不失真地反映输出直流电压的变化。

6 实验与测试结果
通过电网电源倍压整流产生的直流电压对该电路进行测试。图4a为输入交流电压242 V空载时输出直流电压波形，图4b为输入交流电压194．5 V重载时输出直流电压波形。测试结果表明，空载和重载情况下，正、负母线电压偏差几乎为零；最大输出功率为13 kW；温度与时间漂移产生的正负电压不平衡度不大于0．27％。

7 结论
该电路可以实现功率13 kW、额定对称输出±375 V的直流电压；采样线性度、温度和时间漂移特性优良，应用于交流变换器可有效降低直流分量；该电路可实现更高输出电压的控制，还可用作大功率高压、高精度直流稳压电源。