• 功率因数校正(PFC)的数字控制方法

       摘要:控制技术的数字化是开关电源的发展趋势。相对于传统的模拟控制技术,采用数字控制技术的功率因数校正(PFC)具有显著的优点。详细讨论了采用数字信号处理器(DSP)作为控制核心时的设计事项和方法,最后提出了数字控制技术有待解决的问题。     关键词:数字控制;数字信号处理器;功率因数校正;开关电源 引言 电力电子产品的广泛使用,对电网造成了严重的谐波污染。这使得功率因数校正(PFC)技术成为电力电子研究的一个热点。功率因数校正的目的,就是采用一定的控制方法,使电源的输入电流跟踪输入电压,功率因数接近为1。传统上,模拟控制在开关电源应用中占据了主导地位[1]。随着高速度,廉价的数字信号处理器(DSP)的出现,在开关电源中使用数字控制已成为发展的趋势[2][3][4][5][6]。 本文对实现PFC的模拟控制方法和数字控制方法进行了比较,介绍了采用数字控制的独特优点。详细讨论了采用数字信号处理器作为控制核心时的设计事项和方法。1 PFC模拟控制和数字控制的比较 功率因数校正的模拟控制方法已经使用了多年,也有现成的商业化集成电路芯片(比如TI/Unitrode的UC3854,Fairchild的ML4812,STmicroelectronics的L6561等)。图1(a)是基于UC3854的模拟控制电路结构方框图。电路采用平均电流控制方式,通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘,建立了电流参考信号,这样,这个电流参考信号就具有输入电压的波形,同时,也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。但是,控制电路的元器件比较多,电路适应性差,容易受到噪声的干扰,而且调试麻烦。因此,模拟控制有被数字控制取代的趋势。 图1(b)是PFC的数字控制原理框图。类似于模拟方法,使用了两个控制环路:电压环和电流环。电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压,电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。控制过程由DSP完成,通过DSP的软件来实现电流和电压的调节。    数字控制方法具有以下几个优点: 1)通过软件调整控制参数,比如,增益和带宽,从而使系统调试很方便; 2)大量控制设计通过DSP来实现,而用模拟控制器是难以实现的; 3)在实际电路中,使用数字控制可以减少元器件的数量,从而减少材料和装配的成本; 4)DSP内部的数字处理不会受到电路噪声的影响,避免了模拟信号传递过程中的畸变、失真,从而控制可靠; 5)如果将网络通信和电源软件调试技术相结合,可实现遥感、遥测、遥调。    现在,数字控制PFC方法已经在深入研究。文献[7]提出了一个基于模拟仪器公司ADMC401的数字控制PFC方案,如图2所示。为了实现数字控制,模拟控制变量〔包括输入电流iL(t),输入电压vin(t)和输出电压vo(t)〕必须转换成数字量。将模拟控制变量除以他们相应的参考值(,和),得到相对值,再由ADC变换器将获得的相对值转换成数字量。其中iL,n,vin,n,vo,n分别表示相应的第n个采样值。 数字控制器包括一个电流环和一个电压环。对于电流环,将指令输入电流减去输入电流iL,n所得的电流误差ie,n输入到电流环数字PI控制器。最后,将控制器输出的占空比Dn输入到PWM产生单元,控制开关S的通断。对于电压环,PFC变换器的输入电导期待值ge,n与输入电压vin,n相乘,得到指令输入电流iL,n*。 2 数字控制的实现 在实现一个电力电子系统的实际数字控制器时,需要考虑大量的因素,比如,控制处理器的选择,采样算法和采样频率的确定,PWM信号的产生,控制器和功率电路之间的连接,硬件设计和控制算法的软件实现等。这些因素都会对系统的性能产生很大影响,需要细心设计和实际实验。    2.1 微处理器的选择 在设计控制系统时,微处理器的选择需要考虑很多的因素,诸如功能,价格,硬件设计的简单性和软件支持等。现在,已经有多种内嵌有PWM单元和A/D转换等控制外设的DSP芯片可供选择(比如TI的TMS320C2XX系列,AD的ADMCXXX系列,Motorola的DSP56800等)。以TI公司的TMS320C2XX系列为例,它拥有很多良好的特性,比如,多个独立可编程的时钟,50ns指令周期,16位并联乘法器,两通道多路复用的10位A/D转换器,还有片内RAM和EEPROM等。这使得它成为实现功率变换系统数字控制的首选。如果需要进一步降低成本,可以选择STmicro?controller的8位DSPST52x420。    2.2 采样算法和采样频率的选择 在设计数字控制器时,选择合适的采样频率起着重要的作用,因为,采样频率直接影响到可完成的功能和数字控制系统的可靠性,因此,它应该在合成控制器之前确定。对于更高的系统带宽要求,应该使用更高的采样频率。然而,采样频率的提高也对字长和数字控制器的计算速度提出了更高的要求。工程设计的目标总是使用更低的采样频率来达到给定的设计要求。 由于Boost变换器的输入电流含有大量谐波。因此,采样频率必须远高于开关频率,输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高(>20kHz),要采用更高的采样频率是困难的,而且,处理器也来不及处理相应的控制计算任务。而使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在A/D转换前加入前置滤波,但是,这样又需要更高的带宽。因此,采样频率选择与开关频率同步,这样,开关纹波就成为隐性振荡,不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次,称为SSOP(singlesamplinginoneperiod)方法。采用这种采样方法时,有一个采样点确定的问题。电感电流在开关的瞬间存在电流尖峰,如图3所示。显然,应该避免在开关点进行采样,否则系统将不能正常工作。在PFC应用中,输入电流必须跟踪输入电压,而且输出电压要保持恒定,PWM信号将在一个大的范围内变动,因此,这个问题变得更加突出。    为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点,而且远离开关点,一个简单的设想就是在两个尖峰之间(上升沿或者下降沿)的中点进行采样,即采样平均电流。但是,当上升沿或者下降沿非常窄的时候(即开关的占空比非常窄或者非常宽),采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示,如果采用上升沿采样,当导通时间较长时〔图4(b)〕,采样点(Ai)是可靠的,反之是不可靠的〔图4(a)〕。为了克服这个缺点,采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样,但是,采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间,选择上升沿;反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单,计算量少。如图5所示。 2.3 PWM信号的产生 为了叙述方便,定义一个开关周期的起点p,如图6所示。对大多数数字PWM单元来说,占空比的值应该在开关周期开始之前装载入寄存器,因此,控制变量的采样应该在p点之前准备好,以便控制算法的计算及时完成。这里采用平均电流控制,选择采样点,得到每个开关周期的输入平均电流测量值。 理想的采样点si和实际采样点sr之间有一个时间延迟τd。τd由两个原因造成,一个是在信号链中低通滤波器产生的相移,另一个是开关S的开关指令和实际开关动作之间的延迟。这样,留给处理器完成控制计算的时间就是τc。延迟τd和计算时间τc共同决定了反馈环路的延迟。 式中:Ts为开关周期。 使用顶点规则采样PWM方法产生开关指令。如图7和图8所示。对于输入信号u在平衡值附近的小偏移,顶点规则采样PWM的响应可以描述为 |gPWM(jω)|=cos(ωTo)  (2) ∠gPWM(jω)=wTs/2  (3) 式中:To是稳态时开关导通时间的一半。 因为,期望的电流环的带宽在1kHz到10kHz之间(开关频率为50kHz),PWM的增益趋于统一。因此,顶点规则采样PWM的传输函数可以近似为 2.4 电流环和电压环的数字PI控制器 电压环和电流环都包括PI控制器。参看图1,一个数字PI控制器可以表达为 un=A0xn+A1xn-1+un-1   (5) 或者 gPI(z)=U(z)/X(z)=(A0z+A1)/(z-1)   (6) 等效模拟控制器的传输函数是 gPI(s)=U(s)/X(s)=KPI(1+1/stPI)  (7) 因为采样频率有限,当一个模拟转换函数采样生成离散时间函数时,如果模拟函数包含了频率高于1/2采样频率的分量,会发生重叠效应,如图9所示。    为了消除高频分量(频率大于fs/2)的影响,使用Tustin规则 s=2/Ts(z-1)/(z+1)   (8) 那么数字控制器的参数A0和A1和模拟等效参数KPI和τPI的关系为 3 结语 在功率因数校正领域,模拟PFC控制是当前的工业选择,数字控制是今后的发展方向。将DSP控制应用到功率变换器中有很多优点,比如降低了元器件数量和成本,适应性好,产品升级方便,开发周期短等。而且随着数字控制器的广泛应用,成本有潜力变得更低。使用DSP实现数字控制,需要考虑处理器的选择,采样算法,PWM信号的产生,控制器的设计等多方面的因素。 由于DSP刚刚开始应用于控制电源,对开关整流器件采用DSP控制的研究开展的还不多,使用DSP来控制电源也存在自身独特的问题。相对于专用的集成芯片,DSP的价格高昂,而且成熟的控制算法难以获得。有限的带宽和采样频率,离散效果和处理延迟,这些因素的存在使得实时控制系统的功能需要折衷考虑。

    时间:2004-12-04 关键词: 数字 方法 电源技术解析 控制 pfc 功率 因数 校正

  • 两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用

    摘要:针对数字化高频空间矢量脉宽调制(SVPWM)逆变电源的特殊要求,对SVPWM算法进行了改进,并提出两种适用于高频SVPWM算法的优化开关模式。最后分别采用纯软件方法和硬件结合DSP内部空间矢量PWM集成硬件的混合方法,来实现两种优化开关模式在一高频SVPWM逆变电源样机中的应用。该样机采用TMS320LF2407A构成的最小控制系统,可输出0~1000Hz连续可调的三相交流电。     关键词:高频;逆变器;电压空间矢量;数字信号处理器;开关损耗 引言 现代化工业生产中高速电机和超高速电机被广泛应用于诸如高速机床,涡轮分子泵,离心机,压缩机,飞轮贮能以及小型发电设备等工业领域。为使一台电机的转速达到60000r/min,逆变器必须提供至少1000Hz基频的交流电。    目前,国内在高频逆变器领域的研究中,主要还是采用正弦脉宽调制(SPWM)技术[1]。近年来出现了在正弦波中注入零序信号的非正弦脉宽调制技术。电压空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)即是在正弦波中注入适当的三次谐波的非正弦调制技术,它的线性调制度较SPWM高15%,而且输出谐波小。由于空间矢量控制实时算法含多个乘法运算和矩阵运算,而使运算量大,所以,对CPU的运算速度和数据处理技术要求就更高。为实现SVPWM的在线运算,有人采用双CPU,双口RAM并行工作的原理,这样虽然高速性很好,但用两片CPU明显提高了设计难度和成本;而且在高频数字化控制领域,上述结构中CPU的数据交换和处理速度也将无法满足要求。本文针对全数字化高频SVPWM逆变电源对高速性、实时性、可靠性的要求,首先,改进了SVPWM算法,然后,在总结SVPWM开关模式后,提出了两种适合于高频SVPWM算法的优化开关模式,并在由TI公司高性能数字信号处理器TMS320LF2407A组成的频逆变数字控制系统中给予实现,同时进行了对比研究。1 SVPWM的算法改进及两种优化开关模式 对于三相电压源型逆变器的6个开关管,用“1”和“0”分别代表上下桥臂的开、关状态,则开关信号共有8种组合,U1(100),U2(110),U3(010),U4(011),U5(001),U6(101),以及U0(000)和U7(111)。这8种组合,在复平面上,分别产生8种电压向量,如图1所示。其中U0及U7为零向量,6个非零向量构成了图中的六边形,并将六边形分为6个扇区。图中所示六边形内切圆和略小的同心圆分别表示SVPWM和SPWM的直流电压利用率。空间电压矢量法即是通过选取同一扇区中相邻两个非零矢量和适当的零矢量来合成一个等效的空间旋转电压矢量Uref(该电压向量在空间上理想轨迹是一个圆),调控Uref的频率、幅值和相位,即可实现逆变器输出电压频率、幅值和相位的控制。设T1及T2分别为同一扇区两相邻非零向量UX及UX±1,在同一个采样周期中对应的作用时间,T0为零向量作用时间,由SVPWM的原理可得式(1)。图4 两种不对称的优化开关模式    TPWMUref=T1UX+T2UX±1+T0(UoorU7)   (1) 对式(1),文献[2]给出T1,T2和T0的解,如式(2)。 式中:0?α?π/3,为Uref与A(或D)轴的夹角; T1+T2+T0=T=TPWM,为控制周期; m为调制度。 这种解法在Uref的幅值和相位已知条件下,可以精简控制算法,但在电机控制算法中,比如常用的转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制中,电压的给定量[Ud,Uq]T通常是由电流内环id及iq通过电流调节器,或是文献[3]中所述,直接对id及iq进行定子电压解耦得到,而此时再用以上求解算法需先把给定量转换为Uref的向量表达式,这将会加大指令开销,不利于快速实时控制,所以,有必要对式(1)的求解方法进行改进。 设D及Q为固定于定子的坐标轴系,且D轴与电机A轴重合,Q轴超前D轴90°。通过式(3)可以进行磁势不变的坐标变换,得到对应于U1~U66个非零向量在D及Q坐标轴系上的表示,即U1对应S1(2/3,0),U2对应S2(1/3,1/)等,如图1中所示。 由式(1)及式(3)可以得到一种求T1,T2和T0的新方程组式(4)。 对于式(4),在软件中的求解是根据[SX,SX±1]所在的扇区数S(S=0,1,2,3,4,5)作一个关于[SX,SX±1]-1的长度为24(每扇区4个)的表格,存入DSP的程序存储器,在程序运行中进行查表计算,这样可以方便快速地进行矩阵运算,而且运算量小,速度快,适合于高频逆变电源的控制要求。此外,无论电机采用经典的V/F控制还是采用先进的转子磁场定向控制等,都可采用此改进算法。 由式(4)可知,只要各向量的开关时间满足T1,T2和T0的关系,即可实现电压空间矢量脉宽调制技术,对于开关状态的先后顺序及起点时间并无限制,这就为减少开关动作次数和减少谐波的优化控制提供了可能。图2列出了所有可能的空间矢量开关状态变化图,每个箭头表示一个开关动作。例如,从开关状态S0变到S1,至少需要1次开关动作,而从S1到S4则至少需要3次的开关动作。采用适当的开关模式可以减少每个采样周期内的开关动作次数,降低开关损耗,减小开关管的温升,从而保证高频逆变电源的安全运行。经过对比研究,可得出结论:优化的空间矢量开关模式在任意两相邻空间矢量转换中只有一次开关动作。图3及图4分别给出了扇区1中对称和不对称的SVPWM优化开关模式。它们的共同点是:在模式1的一个采样周期中同时用到了S0和S7两个零向量;而模式2只用到一个零向量,即S0或S7。图3中的模式1在一个采样周期中,3个桥臂有6次开关动作;该开关序列在加入死区后,仍是对称的。模式2在一个采样周期中,3个桥臂只有4次开关动作,开关损耗只有第一种的67%;但该开关序列在加入死区后是不对称的,会增加谐波分量。同理分析,图4中的两种模式较之图3中的两种模式,开关次数均减少了一半,但由于它们是不对称的脉冲模式,在输出电流中会造成较大的谐波含量,从而增大脉动转矩,使电机在高速运行时剧烈振动,会引起诸多不安全因素。所以,在高频SVPWM逆变电源中,图3所示的两种优化开关模式是其首选开关模式。以下将对之进行实验分析。2 高频SVPWM逆变器的设计 2.1 硬件设计 高频逆变电源要求控制器能够在最短的时间内,完成全部控制运算。对各种单片机和DSP的性能进行比较筛选后,本文设计的逆变器数控系统采用TI公司DSP24x系列的最新成员TMS320LF2407A。该芯片具有同类DSP中最优越的一些性能,只需一片TMS320LF2407A即可实现高频SVPWM逆变电源数字控制系统的设计。在TMS320LF2407A时钟输入引脚上接20MHz晶振,后经内部锁相环倍频后得40MHz时钟频率,这样指令执行周期可缩为25ns,较C240DSP速度整整提高了1倍。另外,TMS320LF2407A还具有外部集成度更高,程序存储器更大,A/D转换速度更快的特点,且其独特的空间矢量PWM波形产生电路,更为完成高频SVPWM算法提供了方便,同时可使数字控制系统最小化。    对于输出频率为1000Hz的逆变器,开关频率至少要在20kHz以上,但是开关频率过高又会给DSP的运算及A/D转换带来压力。另外,死区时间在理想脉宽中所占的比例过大,对调制线性度也会造成不良影响,经权衡,本系统控制周期取为23.8μs,这样采用优化模式1时的开关频率为6的倍数42kHz,而采用优化模式2,开关频率仅为28kHz。普通的IGBT已经无法承受这么高的开关频率,所以,逆变器主电路采用分立MOSFET(IRFPC60)组成的三相桥式电路结构。为实现高频信号驱动,和最大地简化电路,硬件设计中除了采用贴片式DSP外,还采用IR公司的高压浮动MOS栅极驱动芯片IR2130。 图5为逆变器系统示意图。实际工作时,DSP在每个控制周期中经A/D采样频率给定信号后,根据V/F控制原理和改进的SVPWM算法,选择优化开关模式,来产生6路PWM信号,经高速光耦隔离后送IR2130驱动6个MOS管来带动一个三相感性负载工作。 IR2130为单电源+15V工作;可直接驱动600V高压系统;自带硬件死区和欠压锁定功能与过流保护功能;通过外围自举电路,可同时驱动3个桥臂的6个MOS管。注意到采用图3所示优化开关模式2时,生成的PWM波中会出现一段长时间导通或关断的脉冲信号,这就要求IR2130的自举电容能够提供足够大的驱动电荷,否则,将无法驱动高端MOS管。自举电容所需的最小电容值,可由式(5)计算。    式中:Qg为高端器件栅极电荷; f为工作频率; Iqbs(max)为高端驱动电路最大静态电流; Icbs(leak)为自举电容漏电流; Qls为每个周期内,电平转换电路中的电荷要求; Vcc为芯片供电电压; Vf为自举二极管正向压降; Vls为低端器件压降或高端负载压降。图7 控制系统仿真模型    经计算并取安全余量后,采用4.7μF的CBB电容作为自举电容。 电路设计中考虑高频逆变器的安全运行,还通过DSP的信号采集,进行过、欠压,过流,过温等保护电路的设计。 硬件系统采用TOPSwitch反激式电源,分别为控制电路,驱动电路,保护电路提供+5V,±15V等5路相互隔离的辅助电源。 2.2 软件设计 在软件编写中,根据高频逆变电源的控制要求,全部采用编译效率最高的汇编语言,这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时,软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令,如MPYA,SPAC,LTS,DMOV等,以最大程度地精简程序,减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法,分别对两种开关优化模式进行编程。    2.2.1 优化模式1的纯软件波形生成法 该法从开关时间参数的计算到输出向量的选取,全部采用软件实现。软件由三部分组成,即主程序,定时器周期中断子程序和保护中断子程序。主程序负责各种初始化工作;保护子程序完成故障监控和故障处理功能。程序主体为定时器周期中断子程序,负责完成SVPWM的改进算法及模式1的PWM波输出。程序流程图如图6所示。 2.2.2 优化模式2的混合波形生成法 为实现优化模式2的开关动作,可利用TMS320LF2407A内部极大简化的电压空间矢量PWM波形产生硬件电路,即软件结合集成硬件的混合波形生成法。在软件中只要对相应的控制寄存器进行设置即可。必须添加的步骤如下:设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢量PWM模式;查表并将每个控制周期中初始向量(UX)的开启方式写入到ACTRA.14~12位中,如U1的写入值为(100);将“1”(“1”表示参考向量Uref为顺时针旋转,“0”表示Uref为逆时针旋转)写入ACTRA.15中;最后将T1/2写入到CMPR1寄存器,将(T1+T2)/2写入到CMPR2寄存器。这样,空间矢量PWM波形产生硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向,自动选择模式2所示的优化开关组合。3 实验结果分析 为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果,首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统,所以采用MATLAB中的S函数编程,来模拟SVPWM离散算法,只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真,图7中cqc模块为S函数模块。 图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中uan及ubn为经过一阶RC滤波后的相电压波形,uab为RC滤波后的线电压波形,is-a为对应电流波形。由仿真波形可见,采用开关优化模式1时,相电压为典型的马鞍波形,其对应的线电压、线电流谐波含量很小,不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时,相电压中出现了微小畸变,使得输出线电流谐波含量增加,但是它的开关损耗仅为前面的67%,这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。 图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形,可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A,输入是220V,50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区,使得模式2的PWM波形不再具有对称性,这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压,线电流上看,两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。    另外,经过计算可知,改进SVPWM算法后,采用两种开关优化模式的周期中断子程序,TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕,而控制周期为23.8μs,这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。 4 结语 实验证明改进SVPWM算法后,本文所设计的基于TMS320LF2407A的高频SVPWM逆变电源样机,在采用两种优化开关模式后,不但具有直流电压利用率高,软件开发周期短等优点,而且还可达到提高输出波形质量和减少开关损耗的效果,具有一定的实用价值。

    时间:2004-12-04 关键词: 模式 开关 高频 电源技术解析 应用 逆变电源 优化 svpwm

  • 两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用

    摘要:针对数字化高频空间矢量脉宽调制(SVPWM)逆变电源的特殊要求,对SVPWM算法进行了改进,并提出两种适用于高频SVPWM算法的优化开关模式。最后分别采用纯软件方法和硬件结合DSP内部空间矢量PWM集成硬件的混合方法,来实现两种优化开关模式在一高频SVPWM逆变电源样机中的应用。该样机采用TMS320LF2407A构成的最小控制系统,可输出0~1000Hz连续可调的三相交流电。     关键词:高频;逆变器;电压空间矢量;数字信号处理器;开关损耗 引言 现代化工业生产中高速电机和超高速电机被广泛应用于诸如高速机床,涡轮分子泵,离心机,压缩机,飞轮贮能以及小型发电设备等工业领域。为使一台电机的转速达到60000r/min,逆变器必须提供至少1000Hz基频的交流电。    目前,国内在高频逆变器领域的研究中,主要还是采用正弦脉宽调制(SPWM)技术[1]。近年来出现了在正弦波中注入零序信号的非正弦脉宽调制技术。电压空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)即是在正弦波中注入适当的三次谐波的非正弦调制技术,它的线性调制度较SPWM高15%,而且输出谐波小。由于空间矢量控制实时算法含多个乘法运算和矩阵运算,而使运算量大,所以,对CPU的运算速度和数据处理技术要求就更高。为实现SVPWM的在线运算,有人采用双CPU,双口RAM并行工作的原理,这样虽然高速性很好,但用两片CPU明显提高了设计难度和成本;而且在高频数字化控制领域,上述结构中CPU的数据交换和处理速度也将无法满足要求。本文针对全数字化高频SVPWM逆变电源对高速性、实时性、可靠性的要求,首先,改进了SVPWM算法,然后,在总结SVPWM开关模式后,提出了两种适合于高频SVPWM算法的优化开关模式,并在由TI公司高性能数字信号处理器TMS320LF2407A组成的频逆变数字控制系统中给予实现,同时进行了对比研究。1 SVPWM的算法改进及两种优化开关模式 对于三相电压源型逆变器的6个开关管,用“1”和“0”分别代表上下桥臂的开、关状态,则开关信号共有8种组合,U1(100),U2(110),U3(010),U4(011),U5(001),U6(101),以及U0(000)和U7(111)。这8种组合,在复平面上,分别产生8种电压向量,如图1所示。其中U0及U7为零向量,6个非零向量构成了图中的六边形,并将六边形分为6个扇区。图中所示六边形内切圆和略小的同心圆分别表示SVPWM和SPWM的直流电压利用率。空间电压矢量法即是通过选取同一扇区中相邻两个非零矢量和适当的零矢量来合成一个等效的空间旋转电压矢量Uref(该电压向量在空间上理想轨迹是一个圆),调控Uref的频率、幅值和相位,即可实现逆变器输出电压频率、幅值和相位的控制。设T1及T2分别为同一扇区两相邻非零向量UX及UX±1,在同一个采样周期中对应的作用时间,T0为零向量作用时间,由SVPWM的原理可得式(1)。图4 两种不对称的优化开关模式    TPWMUref=T1UX+T2UX±1+T0(UoorU7)   (1) 对式(1),文献[2]给出T1,T2和T0的解,如式(2)。 式中:0?α?π/3,为Uref与A(或D)轴的夹角; T1+T2+T0=T=TPWM,为控制周期; m为调制度。 这种解法在Uref的幅值和相位已知条件下,可以精简控制算法,但在电机控制算法中,比如常用的转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制中,电压的给定量[Ud,Uq]T通常是由电流内环id及iq通过电流调节器,或是文献[3]中所述,直接对id及iq进行定子电压解耦得到,而此时再用以上求解算法需先把给定量转换为Uref的向量表达式,这将会加大指令开销,不利于快速实时控制,所以,有必要对式(1)的求解方法进行改进。 设D及Q为固定于定子的坐标轴系,且D轴与电机A轴重合,Q轴超前D轴90°。通过式(3)可以进行磁势不变的坐标变换,得到对应于U1~U66个非零向量在D及Q坐标轴系上的表示,即U1对应S1(2/3,0),U2对应S2(1/3,1/)等,如图1中所示。 由式(1)及式(3)可以得到一种求T1,T2和T0的新方程组式(4)。 对于式(4),在软件中的求解是根据[SX,SX±1]所在的扇区数S(S=0,1,2,3,4,5)作一个关于[SX,SX±1]-1的长度为24(每扇区4个)的表格,存入DSP的程序存储器,在程序运行中进行查表计算,这样可以方便快速地进行矩阵运算,而且运算量小,速度快,适合于高频逆变电源的控制要求。此外,无论电机采用经典的V/F控制还是采用先进的转子磁场定向控制等,都可采用此改进算法。 由式(4)可知,只要各向量的开关时间满足T1,T2和T0的关系,即可实现电压空间矢量脉宽调制技术,对于开关状态的先后顺序及起点时间并无限制,这就为减少开关动作次数和减少谐波的优化控制提供了可能。图2列出了所有可能的空间矢量开关状态变化图,每个箭头表示一个开关动作。例如,从开关状态S0变到S1,至少需要1次开关动作,而从S1到S4则至少需要3次的开关动作。采用适当的开关模式可以减少每个采样周期内的开关动作次数,降低开关损耗,减小开关管的温升,从而保证高频逆变电源的安全运行。经过对比研究,可得出结论:优化的空间矢量开关模式在任意两相邻空间矢量转换中只有一次开关动作。图3及图4分别给出了扇区1中对称和不对称的SVPWM优化开关模式。它们的共同点是:在模式1的一个采样周期中同时用到了S0和S7两个零向量;而模式2只用到一个零向量,即S0或S7。图3中的模式1在一个采样周期中,3个桥臂有6次开关动作;该开关序列在加入死区后,仍是对称的。模式2在一个采样周期中,3个桥臂只有4次开关动作,开关损耗只有第一种的67%;但该开关序列在加入死区后是不对称的,会增加谐波分量。同理分析,图4中的两种模式较之图3中的两种模式,开关次数均减少了一半,但由于它们是不对称的脉冲模式,在输出电流中会造成较大的谐波含量,从而增大脉动转矩,使电机在高速运行时剧烈振动,会引起诸多不安全因素。所以,在高频SVPWM逆变电源中,图3所示的两种优化开关模式是其首选开关模式。以下将对之进行实验分析。2 高频SVPWM逆变器的设计 2.1 硬件设计 高频逆变电源要求控制器能够在最短的时间内,完成全部控制运算。对各种单片机和DSP的性能进行比较筛选后,本文设计的逆变器数控系统采用TI公司DSP24x系列的最新成员TMS320LF2407A。该芯片具有同类DSP中最优越的一些性能,只需一片TMS320LF2407A即可实现高频SVPWM逆变电源数字控制系统的设计。在TMS320LF2407A时钟输入引脚上接20MHz晶振,后经内部锁相环倍频后得40MHz时钟频率,这样指令执行周期可缩为25ns,较C240DSP速度整整提高了1倍。另外,TMS320LF2407A还具有外部集成度更高,程序存储器更大,A/D转换速度更快的特点,且其独特的空间矢量PWM波形产生电路,更为完成高频SVPWM算法提供了方便,同时可使数字控制系统最小化。    对于输出频率为1000Hz的逆变器,开关频率至少要在20kHz以上,但是开关频率过高又会给DSP的运算及A/D转换带来压力。另外,死区时间在理想脉宽中所占的比例过大,对调制线性度也会造成不良影响,经权衡,本系统控制周期取为23.8μs,这样采用优化模式1时的开关频率为6的倍数42kHz,而采用优化模式2,开关频率仅为28kHz。普通的IGBT已经无法承受这么高的开关频率,所以,逆变器主电路采用分立MOSFET(IRFPC60)组成的三相桥式电路结构。为实现高频信号驱动,和最大地简化电路,硬件设计中除了采用贴片式DSP外,还采用IR公司的高压浮动MOS栅极驱动芯片IR2130。 图5为逆变器系统示意图。实际工作时,DSP在每个控制周期中经A/D采样频率给定信号后,根据V/F控制原理和改进的SVPWM算法,选择优化开关模式,来产生6路PWM信号,经高速光耦隔离后送IR2130驱动6个MOS管来带动一个三相感性负载工作。 IR2130为单电源+15V工作;可直接驱动600V高压系统;自带硬件死区和欠压锁定功能与过流保护功能;通过外围自举电路,可同时驱动3个桥臂的6个MOS管。注意到采用图3所示优化开关模式2时,生成的PWM波中会出现一段长时间导通或关断的脉冲信号,这就要求IR2130的自举电容能够提供足够大的驱动电荷,否则,将无法驱动高端MOS管。自举电容所需的最小电容值,可由式(5)计算。    式中:Qg为高端器件栅极电荷; f为工作频率; Iqbs(max)为高端驱动电路最大静态电流; Icbs(leak)为自举电容漏电流; Qls为每个周期内,电平转换电路中的电荷要求; Vcc为芯片供电电压; Vf为自举二极管正向压降; Vls为低端器件压降或高端负载压降。图7 控制系统仿真模型    经计算并取安全余量后,采用4.7μF的CBB电容作为自举电容。 电路设计中考虑高频逆变器的安全运行,还通过DSP的信号采集,进行过、欠压,过流,过温等保护电路的设计。 硬件系统采用TOPSwitch反激式电源,分别为控制电路,驱动电路,保护电路提供+5V,±15V等5路相互隔离的辅助电源。 2.2 软件设计 在软件编写中,根据高频逆变电源的控制要求,全部采用编译效率最高的汇编语言,这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时,软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令,如MPYA,SPAC,LTS,DMOV等,以最大程度地精简程序,减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法,分别对两种开关优化模式进行编程。    2.2.1 优化模式1的纯软件波形生成法 该法从开关时间参数的计算到输出向量的选取,全部采用软件实现。软件由三部分组成,即主程序,定时器周期中断子程序和保护中断子程序。主程序负责各种初始化工作;保护子程序完成故障监控和故障处理功能。程序主体为定时器周期中断子程序,负责完成SVPWM的改进算法及模式1的PWM波输出。程序流程图如图6所示。 2.2.2 优化模式2的混合波形生成法 为实现优化模式2的开关动作,可利用TMS320LF2407A内部极大简化的电压空间矢量PWM波形产生硬件电路,即软件结合集成硬件的混合波形生成法。在软件中只要对相应的控制寄存器进行设置即可。必须添加的步骤如下:设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢量PWM模式;查表并将每个控制周期中初始向量(UX)的开启方式写入到ACTRA.14~12位中,如U1的写入值为(100);将“1”(“1”表示参考向量Uref为顺时针旋转,“0”表示Uref为逆时针旋转)写入ACTRA.15中;最后将T1/2写入到CMPR1寄存器,将(T1+T2)/2写入到CMPR2寄存器。这样,空间矢量PWM波形产生硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向,自动选择模式2所示的优化开关组合。3 实验结果分析 为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果,首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统,所以采用MATLAB中的S函数编程,来模拟SVPWM离散算法,只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真,图7中cqc模块为S函数模块。 图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中uan及ubn为经过一阶RC滤波后的相电压波形,uab为RC滤波后的线电压波形,is-a为对应电流波形。由仿真波形可见,采用开关优化模式1时,相电压为典型的马鞍波形,其对应的线电压、线电流谐波含量很小,不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时,相电压中出现了微小畸变,使得输出线电流谐波含量增加,但是它的开关损耗仅为前面的67%,这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。 图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形,可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A,输入是220V,50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区,使得模式2的PWM波形不再具有对称性,这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压,线电流上看,两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。    另外,经过计算可知,改进SVPWM算法后,采用两种开关优化模式的周期中断子程序,TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕,而控制周期为23.8μs,这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。 4 结语 实验证明改进SVPWM算法后,本文所设计的基于TMS320LF2407A的高频SVPWM逆变电源样机,在采用两种优化开关模式后,不但具有直流电压利用率高,软件开发周期短等优点,而且还可达到提高输出波形质量和减少开关损耗的效果,具有一定的实用价值。

    时间:2004-12-04 关键词: 模式 开关 高频 电源技术解析 应用 逆变电源 优化 svpwm

  • 基于交流永磁同步电机的全数字伺服控制系统

     摘要:根据永磁同步电机的数学模型和矢量控制原理,通过仿真和实验研究,开发出一套基于DSP控制的伺服系统,并给出了相应的实验结果验证该系统的可行性。     关键词:永磁同步电机;矢量控制;数字信号处理器 引言 目前,交流伺服系统广泛应用于数控机床,机器人等领域,在这些要求高精度,高动态性能以及小体积的场合,应用交流永磁同步电机(PMSM)的伺服系统具有明显优势。PMSM本身不需要励磁电流,在逆变器供电的情况下,不需要阻尼绕组,效率和功率因数都比较高,而且体积较同容量的异步电机小。近几年来,随着微电子和电力电子技术的飞速发展,越来越多的交流伺服系统采用了数字信号处理器(DSP)和智能功率模块(IPM),从而实现了从模拟控制到数字控制的转变。促使交流伺服系统向数字化、智能化、网络化方向发展。本文介绍了一种永磁同步电机的伺服系统设计方法,它采用F240DSP作为控制芯片,同时采用定子磁场定向原理(FOC)进行控制。实验结果证明,该系统设计合理,性能可靠,并已成功地应用于实际的伺服控制系统中。图1 系统控制框图1 PMSM数学模型 永磁电机可分为两种:一种输入电流为方波,也称为无刷直流电机(BLDCM);另一种输入电流为正弦波,也称为永磁同步电机(PMSM)。本文针对后者的系统设计。为建立永磁同步电动机的转子轴(dq轴)数学模型,作如下假定: 1)忽略电机铁心的饱和; 2)不计电机的涡流和磁滞损耗; 3)转子没有阻尼绕组。 在上述假定下,以转子参考坐标(轴)表示的电机电压方程如下: 定子电压方程 ud=Rsid+pψd-ωeψq  (1) uq=Rsiq+pψq+ωeψd   (2) 定子磁链方程 ψd=Ldid+ψf   (3) ψq=Lqiq   (4) 电磁转矩方程 Tem=3/2Pn[ψfiq+(Ld-Lq)idiq]   (5) 电机的运动方程 J(dwm/dt)=Tem-TL   (6) 式中:ud,uq为d,q轴电压; id,iq为d,q轴电流;Ld,Lq为定子电感在d,q轴下的等效电感; Rs为定子电阻; ωe为转子电角速度; ψf为转子励磁磁场链过定子绕组的磁链; p为微分算子; Pn为电机极对数; ωm为转子机械转速; J为转动惯量; TL为负载转矩。2 矢量控制策略 上述方程是通过a,b,c坐标系统到d,q转子坐标系统的变换得到的。这里取转子轴为d轴,q轴顺着旋转方向超前d轴90°电角度。其坐标变换如下。 2.1 克拉克(CLARKE)变换    2.2 帕克(PARK)变换    从转子坐标来看,对于定子电流可以分为两部分,即力矩电流iq和励磁电流id。因此,矢量控制中通常使id=0来保证用最小的电流幅值得到最大的输出转矩。此时,式(6)的电机转矩表达式为 Tem=(3/2)Pnψfiq    (11) 由式(11)看出,Pn及ψf都是电机内部参数,其值恒定,为获得恒定的力矩输出,只要控制iq为定值。从上面dq轴的分析可知,iq的方向可以通过检测转子轴来确定。从而使永磁同步电机的矢量控制大大简化。图1是其系统的控制框图,该系统可以工作于速度给定和位置给定模式下,并且PWM调制方法采用空间矢量调制法。 3 系统软硬件设计 3.1 硬件设计 3.1.1 DSP以及周边资源 以DSP为核心的伺服系统硬件如图2所示。整个系统的控制电路由DSP组成。DSP作为控制核心,接受外部信息后判断伺服系统的工作模式,并转换成逆变器的开关信号输出,该信号经隔离电路后直接驱动IPM模块给电机供电。另外EEPROM用于参数的保存和用户信息的存储。 3.1.2 功率电路 整个主电路先经不控整流,后经全桥逆变输出。逆变器选用IGBT的智能控制模块。模块内部集成了驱动电路,并设计有过电压、过电流、过热、欠电压等故障检测保护电路。系统的辅助电源采用开关电源,主要供电包括6路开关管的驱动电源,DSP,IO接口控制芯片的电源和采样LEM。    3.1.3 电流采样电路 本系统的设计要求至少采用两相电流,由于负载的对称性,故采样ib和ic两相电流。采样电路采用霍尔传感器并经模拟电路处理在±5V的电压范围内,再经双极性A/D转换芯片后送入DSP内。 3.1.4 转子位置检测电路 电机反馈采用增量式光电编码器,该编码器分辨率为2500脉冲/转,输出信号包括A,B,Z,U,V,W等脉冲,其中A和B信号互差90°(电角度),DSP通过判断A和B的相位和个数可以得到电机的转向和速度。通过采集这些信号判断电机转子的位置和电机的转速。另外U,V,W三相互差120°(电角度),用于在电机启动时判断电机转子的位置。 3.1.5 保护电路 系统在主电路中设置了过压、欠压、IGBT故障、电机过热、IPM过热、编码器故障检测等保护,故障信号经逻辑电路后可直接封锁开关脉冲,同时通过DSP的I/O口输入,通过软件检测来实现系统的保护。 3.2 软件设计 DSP伺服控制程序由3个部分组成:主程序、定时采样程序和DSP与周边资源的数据交换程序。 3.2.1 主程序 主程序内完成系统的初始化,I/O接口控制信号,DSP内各个控制模块寄存器的设置等,然后进入循环程序。 3.2.2 定时采样程序 定时采样程序是整个伺服控制程序的核心,在这里实现电流环、速度环的采样以及矢量控制、PWM信号生成、各种工作模式选择和I/O的循环扫描。其中,每个采样周期完成电流环的采样,开关信号的输出,速度环和位置环控制。PWM控制信号采用规则采样PWM调制方法生成,在每个采样周期中对每相电流进行一次误差判断以决定下个周期开关管的占空比。 3.2.3 数据交换程序 数据交换程序主要包括与上位机的通信程序,EEPROM中参数的存储,控制器键盘值的读取和显示程序。其中通信采用串行通信接口,根据特定的通信协议接受上位机的指令,并根据要求传送参数。键盘每隔0.2ms扫描一次,更新显示。4 试验结果 上述伺服系统采用交流永磁同步伺服电机,其额定功率2.5kW,额定电流10A,额定转速2000r/min,额定转矩6N·m,定子电感8.5mH,定子电阻2.8Ω。图3为空载下电机额定速度的起动波形,通过仿真获得。图4是定子电流的dq分量起动波形,通过仿真获得。图5是空载起动时的B相电流波形。图6是电机带载稳态运行时的B相电流波形。 仿真和实验结果表明该系统具有较快的动态响应和较高的控制精度,完全能够满足伺服系统的要求。并且该系统已经成功地应用于数控车床的伺服控制系统中,性能良好。 5 结语 本系统硬件上采用DSP的控制结构,电路设计简单,紧凑,满足了系统矢量控制的要求,同时,全数字化的控制使系统在控制精度,功能和抗干扰能力上都有了很大的提高。其次,在充分利用DSP内部资源的条件下,只须附加很少的电路元件,即可实现系统预定的功能,其低成本,高性能的控制特性使该系统具有很好的市场应用前景。另外,系统软件结构的合理设计也保证了系统的实时性和稳定性。

    时间:2004-12-04 关键词: 数字 电机 交流 控制系统 电源技术解析 基于 同步 伺服 永磁

  • 基于交流永磁同步电机的全数字伺服控制系统

     摘要:根据永磁同步电机的数学模型和矢量控制原理,通过仿真和实验研究,开发出一套基于DSP控制的伺服系统,并给出了相应的实验结果验证该系统的可行性。     关键词:永磁同步电机;矢量控制;数字信号处理器 引言 目前,交流伺服系统广泛应用于数控机床,机器人等领域,在这些要求高精度,高动态性能以及小体积的场合,应用交流永磁同步电机(PMSM)的伺服系统具有明显优势。PMSM本身不需要励磁电流,在逆变器供电的情况下,不需要阻尼绕组,效率和功率因数都比较高,而且体积较同容量的异步电机小。近几年来,随着微电子和电力电子技术的飞速发展,越来越多的交流伺服系统采用了数字信号处理器(DSP)和智能功率模块(IPM),从而实现了从模拟控制到数字控制的转变。促使交流伺服系统向数字化、智能化、网络化方向发展。本文介绍了一种永磁同步电机的伺服系统设计方法,它采用F240DSP作为控制芯片,同时采用定子磁场定向原理(FOC)进行控制。实验结果证明,该系统设计合理,性能可靠,并已成功地应用于实际的伺服控制系统中。图1 系统控制框图1 PMSM数学模型 永磁电机可分为两种:一种输入电流为方波,也称为无刷直流电机(BLDCM);另一种输入电流为正弦波,也称为永磁同步电机(PMSM)。本文针对后者的系统设计。为建立永磁同步电动机的转子轴(dq轴)数学模型,作如下假定: 1)忽略电机铁心的饱和; 2)不计电机的涡流和磁滞损耗; 3)转子没有阻尼绕组。 在上述假定下,以转子参考坐标(轴)表示的电机电压方程如下: 定子电压方程 ud=Rsid+pψd-ωeψq  (1) uq=Rsiq+pψq+ωeψd   (2) 定子磁链方程 ψd=Ldid+ψf   (3) ψq=Lqiq   (4) 电磁转矩方程 Tem=3/2Pn[ψfiq+(Ld-Lq)idiq]   (5) 电机的运动方程 J(dwm/dt)=Tem-TL   (6) 式中:ud,uq为d,q轴电压; id,iq为d,q轴电流;Ld,Lq为定子电感在d,q轴下的等效电感; Rs为定子电阻; ωe为转子电角速度; ψf为转子励磁磁场链过定子绕组的磁链; p为微分算子; Pn为电机极对数; ωm为转子机械转速; J为转动惯量; TL为负载转矩。2 矢量控制策略 上述方程是通过a,b,c坐标系统到d,q转子坐标系统的变换得到的。这里取转子轴为d轴,q轴顺着旋转方向超前d轴90°电角度。其坐标变换如下。 2.1 克拉克(CLARKE)变换    2.2 帕克(PARK)变换    从转子坐标来看,对于定子电流可以分为两部分,即力矩电流iq和励磁电流id。因此,矢量控制中通常使id=0来保证用最小的电流幅值得到最大的输出转矩。此时,式(6)的电机转矩表达式为 Tem=(3/2)Pnψfiq    (11) 由式(11)看出,Pn及ψf都是电机内部参数,其值恒定,为获得恒定的力矩输出,只要控制iq为定值。从上面dq轴的分析可知,iq的方向可以通过检测转子轴来确定。从而使永磁同步电机的矢量控制大大简化。图1是其系统的控制框图,该系统可以工作于速度给定和位置给定模式下,并且PWM调制方法采用空间矢量调制法。 3 系统软硬件设计 3.1 硬件设计 3.1.1 DSP以及周边资源 以DSP为核心的伺服系统硬件如图2所示。整个系统的控制电路由DSP组成。DSP作为控制核心,接受外部信息后判断伺服系统的工作模式,并转换成逆变器的开关信号输出,该信号经隔离电路后直接驱动IPM模块给电机供电。另外EEPROM用于参数的保存和用户信息的存储。 3.1.2 功率电路 整个主电路先经不控整流,后经全桥逆变输出。逆变器选用IGBT的智能控制模块。模块内部集成了驱动电路,并设计有过电压、过电流、过热、欠电压等故障检测保护电路。系统的辅助电源采用开关电源,主要供电包括6路开关管的驱动电源,DSP,IO接口控制芯片的电源和采样LEM。    3.1.3 电流采样电路 本系统的设计要求至少采用两相电流,由于负载的对称性,故采样ib和ic两相电流。采样电路采用霍尔传感器并经模拟电路处理在±5V的电压范围内,再经双极性A/D转换芯片后送入DSP内。 3.1.4 转子位置检测电路 电机反馈采用增量式光电编码器,该编码器分辨率为2500脉冲/转,输出信号包括A,B,Z,U,V,W等脉冲,其中A和B信号互差90°(电角度),DSP通过判断A和B的相位和个数可以得到电机的转向和速度。通过采集这些信号判断电机转子的位置和电机的转速。另外U,V,W三相互差120°(电角度),用于在电机启动时判断电机转子的位置。 3.1.5 保护电路 系统在主电路中设置了过压、欠压、IGBT故障、电机过热、IPM过热、编码器故障检测等保护,故障信号经逻辑电路后可直接封锁开关脉冲,同时通过DSP的I/O口输入,通过软件检测来实现系统的保护。 3.2 软件设计 DSP伺服控制程序由3个部分组成:主程序、定时采样程序和DSP与周边资源的数据交换程序。 3.2.1 主程序 主程序内完成系统的初始化,I/O接口控制信号,DSP内各个控制模块寄存器的设置等,然后进入循环程序。 3.2.2 定时采样程序 定时采样程序是整个伺服控制程序的核心,在这里实现电流环、速度环的采样以及矢量控制、PWM信号生成、各种工作模式选择和I/O的循环扫描。其中,每个采样周期完成电流环的采样,开关信号的输出,速度环和位置环控制。PWM控制信号采用规则采样PWM调制方法生成,在每个采样周期中对每相电流进行一次误差判断以决定下个周期开关管的占空比。 3.2.3 数据交换程序 数据交换程序主要包括与上位机的通信程序,EEPROM中参数的存储,控制器键盘值的读取和显示程序。其中通信采用串行通信接口,根据特定的通信协议接受上位机的指令,并根据要求传送参数。键盘每隔0.2ms扫描一次,更新显示。4 试验结果 上述伺服系统采用交流永磁同步伺服电机,其额定功率2.5kW,额定电流10A,额定转速2000r/min,额定转矩6N·m,定子电感8.5mH,定子电阻2.8Ω。图3为空载下电机额定速度的起动波形,通过仿真获得。图4是定子电流的dq分量起动波形,通过仿真获得。图5是空载起动时的B相电流波形。图6是电机带载稳态运行时的B相电流波形。 仿真和实验结果表明该系统具有较快的动态响应和较高的控制精度,完全能够满足伺服系统的要求。并且该系统已经成功地应用于数控车床的伺服控制系统中,性能良好。 5 结语 本系统硬件上采用DSP的控制结构,电路设计简单,紧凑,满足了系统矢量控制的要求,同时,全数字化的控制使系统在控制精度,功能和抗干扰能力上都有了很大的提高。其次,在充分利用DSP内部资源的条件下,只须附加很少的电路元件,即可实现系统预定的功能,其低成本,高性能的控制特性使该系统具有很好的市场应用前景。另外,系统软件结构的合理设计也保证了系统的实时性和稳定性。

    时间:2004-12-04 关键词: 数字 电机 交流 控制系统 电源技术解析 基于 同步 伺服 永磁

  • 基于柔性锁相环路的动态电压恢复器控制方案的研究

     摘要:动态电压恢复器(DVR)是一种新型电能质量调节装置,它能有效抑制电网电压波动对敏感负载的影响。介绍了应用于DVR的一种新型的锁相技术—柔性锁相环路〔soft phase locked loop(SPLL)〕和以此为基础的控制方案。     关键词:动态电压恢复器;锁相技术;电压跌落 1 概述 动态电压恢复器(dynamic voltage restorers简称DVR)是一种保证电网供电质量的新型电力电子设备,主要用于补偿供电电网产生的电压跌落,闪变和谐波等。它的基本结构和在电网中的接入方式如图1所示。DVR本身相当于一个受控电压源[1],它可在电源和敏感负载之间插入一个任意幅值和相位的电压。当电源电压畸变时,通过改变DVR的电压,达到稳定敏感负载电压的目的。    DVR的主要补偿对象是电网电压的跌落,闪变和谐波,因此,要求其控制系统应具有足够的响应速度,同时,对畸变的输入电压应具有很强的抑制作用。本文提出的基于瞬时无功理论[3]的柔性锁相环路(SPLL)[4]和以此为基础的控制方案能够很好地达到这一要求。2 柔性锁相环路 为实现以DVR补偿电源侧畸变电压的目的,则获得电源侧电压的相位是首要的任务。获得相位信息的方法有过零比较,最小二乘法,小波分析等多种方法。过零比较结构简单,实现较为容易,但动态响应速度慢,对畸变电压的抑制较差;最小二乘法动态响应速度快,能准确地锁定正序电压的相位,但输入电压存在谐波时性能较差;小波分析性能较好,但结构复杂,实现起来较为困难。    本文介绍的SPLL结构比较简单,动态响应速度快,对畸变输入电压有很强的抑制作用。 SPLL的基本结构如图2所示。把三相输入电压采样后做32变换,即把电压转换到αβ坐标系中。再经pq变换得到uq,变换所使用的角度是锁相的输出θ*,uq的值代表输入电压a相相位和锁相输出相位θ*的差,然后利用一个PI环节将该差调整到零,从而达到相位捕获的目的。下面对原理做详细阐述。 如果输入三相电源电压中仅含三相基波正序,则设输入三相电压为 式中:ω1为角频率; φ为相位。 经过C32变换由三相变至两相,有 如果,此时锁相环输出的角频率为ω,相位为0,则利用锁相环输出的角度进行pq变换,有 频率没有锁定时,uq是一个交流分量,在频率锁定,相位没有锁定时,它是一个直流分量,其大小代表锁相输入与输出之间的相位差信息。在频率,相位完全捕获的情况下,有ω1=ω,φ=0,此时uq=0,它是恒定的直流分量,而且它并不随电源电压幅值的变化而变化。可以看出,只有频率和相位完全捕获的情况下才有uq=0,所以通过把uq调节为0,就可以达到锁相的目的,该结构利用PI环节达到这一目的。同时,因在数字系统中正弦和余弦的值靠查表得到,所以θ*的值不能太大,故每隔一个工频周期复位一次。 假设三相输入电源电压畸变即电压中含有零序、负序和谐波分量。对于零序,做C32变换后其值为0,对结果没有影响,所以不予考虑。此时的三相电压为    式中:下标为1的表示正序,下标为2的表示负序; n表示谐波次数(当n等于1时表示基波); U表示电压有效值; φ表示初相角; ω为电网电压角频率。 从而可以得到    由式(5)可以看出,仅有基波正序转换为直流分量,其他分量经过转换都是频率较高的分量。经过滤波,将这些高频分量滤除,则SPLL的输出就不受负序、零序和谐波的影响。这就保证了在畸变输入电压的情况下,SPLL能够正确地锁定输入电压的基波正序。关于滤波,因系统中存在两个积分环节,对高频分量有较强的抑制作用,所以,一般不需要额外的滤波环节。但是当在三相输入电压严重不平衡时,负序分量很大,若要将其完全滤除,所需时间较长,从而影响系统的动态响应时间。为此,可在pq后加入一个滤波环节来加速负序分量的滤除,如图3所示,从而在保证滤除负序分量的情况下,系统有较短的动态响应时间。3 以SPLL为基础的控制方案 由式(3)可知,uq代表输入电压的相位信息,up代表输入电压的幅值信息。在相位锁定的情况下,前者为零,后者是一仅和幅值有关的直流分量。利用uq构建SPLL达到锁相的目的,而利用up可将理想负载电压转换为一常数和实际输入的电源侧电压经转换后相减,得到有功分量上需要补偿的值,再经反变换即可得到最终的指令。其控制框图如图4所示。 图4中的上半部分是SPLL,它保证准确的锁定电源侧畸变输入电压的基波正序相位;下半部分是为保持负载电压有恒定的幅值。这种方案对电压的幅值和相位分开考虑,物理意义比较明显。而且,若目标补偿电压的幅值改变,仅须对目标输入up*进行修改,所以比较灵活。如果使用空间矢量PWM调制(SVPWM)就不须对指令进行反变换,从而节省大量资源,该方案就更为适用。图5 DVR工作流程图    使用这种控制方案,得到DVR的补偿指令,通过三角波比较等跟踪方式控制逆变器的工作,即可达到补偿畸变电压的目的。其流程如图5所示。 4 试验结果 以一台三相四线制6kW的DVR为平台,对该控制方案进行试验验证。控制方案的实现采用TI公司的DSP2000系列的C32。利用此装置进行电压跌落下的锁相和补偿试验。    图6是三相输入电压中a相电压和锁相输出的电压波形,可以看出,该锁相方式具有很快的响应速度,很好的精度,并且对畸变电压有很强的抑制作用。 图7是采用本文所提出的控制方案时,补偿电压跌落的试验结果。可以看出,此时负载电压和网侧电压同相位,网侧的电压跌落和谐波得到了很好的补偿。5 结语 本文提出了一种以瞬时无功理论为基础的锁相方式——SPLL和以此为基础的控制方案,由理论分析和试验验证可以看出SPLL的动态响应速度快,同时,对畸变输入电压有很强的抑制作用,而控制方案具有物理意义明显,动态响应速度快,控制灵活简便和补偿效果好等优点。该方案对DVR控制方案的研制提供了一种新的选择。

    时间:2004-12-04 关键词: 方案 动态 电压 电源技术解析 基于 控制 研究 环路 柔性 恢复

  • 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述

      摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考。     关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。图1     滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法: 1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件;图2     2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件; 3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。图32 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考。图4    1)NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计。图5    2)ChenK.电路如图2所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容。电感L1和L2很小,不影响开关管的ZVS,但有两个好处:一是限制振荡的电流峰值;二是在负载很小,开关管不能实现ZVS时,限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性,解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题,可以提高IGBT的开关频率,而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是,这个电路也付出了代价,漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中。图6    3)原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls,并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb,阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合,能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关。在原边电压过零阶段,饱和电感工作在线性状态,阻止原边电流ip反向流动,在原边电压为Vin或-Vin时,它工作在饱和状态。尽管它有许多明显的优势,但也有不足之处,如最大占空比范围仍受到很多限制,特别是饱和电感上有很大的损耗,饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。 4)副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]。这种电路没有使用耗能元件,在副边增加有源箝位开关S,并通过对有源箝位开关的适当控制,为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中,输出滤波电感Lf参与了谐振过程,而输出滤波电感通常具有很大的值,超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件,开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制。在此种拓扑结构中,可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象,这种现象称为“占空比增大效应”(duty cycleboost effect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的。此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些,以及有源箝位开关采用的是硬开关,但是,有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间,对变换器整体效率影响很小。图7    5)利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变 换器电路拓扑如图5所示[6]。该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路,无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS。其副边整流电压可由箝位电容箝位,一般可将其限制在120%额定值内,该方案可在大功率场合应用。该电路拓扑的优点是负载范围宽,占空比损失小,器件的电压应力、电流应力小,成本低。但是它也有缺点,即副边结构复杂,设计时有些困难。 6)副边带能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图6所示[7]。它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路,此电路在能量传递初始期间,电容Cs1和Cs2与漏感谐振,电容上的电压达到2nVin,超前桥臂开关管一关断,电容上电压就折合到原边,在漏感上产生一反压,使得原边电流下降。而且,通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS。该结构稍微复杂些,最大缺点是,由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振,使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍,增加了整流管的电压应力,并且由于存在大量环流,也增加了导通损耗。图8    7)使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8]。它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压。除了增加二极管Ds4外,其工作原理和线路与6)相同。 8)滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9]。它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动。可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关。 9)副边利用简单辅助电路的FB?ZVZCS?PWM变换器如图9所示[10]。此电路副边由一个简单辅助电路构成:包括一个小电容和两个小二极管,结构简单,整流电压不恒定,取决于占空比。该方案不含饱和电感,辅助开关,不产生大的环流,没有额外的箝位电路,这是因为,副边整流电压被箝位于箝位电 容电压与输出电压之和。所?的元器件均在低电压,低电流下工作,还有负载范围宽,占空比损失小等优点,从而使此变换器具有高效率,低成本,解决了目前常见变换器的许多问题。在高功率场合很有发展前途。图9    综上所述可知,图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流,降低了总效率并阻碍功率超过5kW;图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流,价格较贵并且控制复杂,有源箝位开关采用的是硬开关,开关频率是原边的两倍,开关损耗大;图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下,有较宽的ZVZCS范围,较小的占空比损耗,不存在严重的寄生环流,功率超过5kW,但是辅助电路复杂;图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量,降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍,增加了副边整流管的电流应力,变压器和开关的导通损耗也增加了;图7电路是对图6电路的改进,它减小了副边瞬间超压和环流,也能使开关损耗传到负载;通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k复位时间,可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量,后者比前者加倍,因而使用图7电路能扩展到重载范围。图9电路简化了前几种ZVZCS方案,仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路,无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS,不仅为原边开关提供ZVZCS条件,而且箝位副边整流二极管,效率高而且价格便宜。

    时间:2004-12-04 关键词: 电源技术解析 变换器 综述 zvzcsdc/dc 相全桥

  • 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述

      摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考。     关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。图1     滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法: 1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件;图2     2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件; 3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。图32 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考。图4    1)NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计。图5    2)ChenK.电路如图2所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容。电感L1和L2很小,不影响开关管的ZVS,但有两个好处:一是限制振荡的电流峰值;二是在负载很小,开关管不能实现ZVS时,限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性,解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题,可以提高IGBT的开关频率,而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是,这个电路也付出了代价,漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中。图6    3)原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls,并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb,阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合,能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关。在原边电压过零阶段,饱和电感工作在线性状态,阻止原边电流ip反向流动,在原边电压为Vin或-Vin时,它工作在饱和状态。尽管它有许多明显的优势,但也有不足之处,如最大占空比范围仍受到很多限制,特别是饱和电感上有很大的损耗,饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。 4)副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]。这种电路没有使用耗能元件,在副边增加有源箝位开关S,并通过对有源箝位开关的适当控制,为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中,输出滤波电感Lf参与了谐振过程,而输出滤波电感通常具有很大的值,超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件,开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制。在此种拓扑结构中,可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象,这种现象称为“占空比增大效应”(duty cycleboost effect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的。此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些,以及有源箝位开关采用的是硬开关,但是,有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间,对变换器整体效率影响很小。图7    5)利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变 换器电路拓扑如图5所示[6]。该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路,无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS。其副边整流电压可由箝位电容箝位,一般可将其限制在120%额定值内,该方案可在大功率场合应用。该电路拓扑的优点是负载范围宽,占空比损失小,器件的电压应力、电流应力小,成本低。但是它也有缺点,即副边结构复杂,设计时有些困难。 6)副边带能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图6所示[7]。它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路,此电路在能量传递初始期间,电容Cs1和Cs2与漏感谐振,电容上的电压达到2nVin,超前桥臂开关管一关断,电容上电压就折合到原边,在漏感上产生一反压,使得原边电流下降。而且,通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS。该结构稍微复杂些,最大缺点是,由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振,使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍,增加了整流管的电压应力,并且由于存在大量环流,也增加了导通损耗。图8    7)使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8]。它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压。除了增加二极管Ds4外,其工作原理和线路与6)相同。 8)滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9]。它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动。可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关。 9)副边利用简单辅助电路的FB?ZVZCS?PWM变换器如图9所示[10]。此电路副边由一个简单辅助电路构成:包括一个小电容和两个小二极管,结构简单,整流电压不恒定,取决于占空比。该方案不含饱和电感,辅助开关,不产生大的环流,没有额外的箝位电路,这是因为,副边整流电压被箝位于箝位电 容电压与输出电压之和。所?的元器件均在低电压,低电流下工作,还有负载范围宽,占空比损失小等优点,从而使此变换器具有高效率,低成本,解决了目前常见变换器的许多问题。在高功率场合很有发展前途。图9    综上所述可知,图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流,降低了总效率并阻碍功率超过5kW;图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流,价格较贵并且控制复杂,有源箝位开关采用的是硬开关,开关频率是原边的两倍,开关损耗大;图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下,有较宽的ZVZCS范围,较小的占空比损耗,不存在严重的寄生环流,功率超过5kW,但是辅助电路复杂;图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量,降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍,增加了副边整流管的电流应力,变压器和开关的导通损耗也增加了;图7电路是对图6电路的改进,它减小了副边瞬间超压和环流,也能使开关损耗传到负载;通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k复位时间,可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量,后者比前者加倍,因而使用图7电路能扩展到重载范围。图9电路简化了前几种ZVZCS方案,仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路,无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS,不仅为原边开关提供ZVZCS条件,而且箝位副边整流二极管,效率高而且价格便宜。

    时间:2004-12-04 关键词: 电源技术解析 变换器 综述 zvzcsdc/dc 相全桥

  • 开关电源基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术

        摘要:介绍了一种基于补偿原理的共模干扰抑制技术,通过抑制电源辐射来减少变换器的共模干扰。这种方法被推广应用于多种功率变换器拓扑,理论和实验结果都表明该技术有效减少了电路的共模干扰。     关键词:开关电源;共模干扰;抑制技术 引言 由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用,使得功率变换器的开关频率越来越高,结构更加紧凑,但亦带来许多问题,如寄生元件产生的影响加剧,电磁辐射加剧等,所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。图1 CM及DM噪声电流的耦合路径示意图    传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下,功率变换器的传导干扰以共模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术,并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了,它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于,它无需额外的控制电路和辅助电源,不依赖于电源变换器其他部分的运行情况,结构简单、紧凑。 1 补偿原理 共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同:差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起;共模噪声则主要由较高的dv/dt与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流,同时,由于开关器件端子上的dv/dt是最大的,所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt,并把它反相,然后加到一个补偿电容上面,从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°,并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律,这两股电流在接地点汇流为零,于是50Ω的阻抗平衡网络(LISN)电阻(接测量接收机的BNC端口)上的共模噪声电压被大大减弱了。图3 带无源共模抑制电路的隔离型反激变换器2 基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源中的应用 本文以单端反激电路为例,介绍基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构,并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示,从开关器件过来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层,附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零,从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯,在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容Ccomp产生的反向噪声电流,所以它的线径相对原副方的NP及NS绕组显得很小(由实际装置的设计考虑决定)。附加电路中的补偿电容Ccomp主要是用来产生和由寄生电容Cpara引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比NP∶NC决定。如果NP∶NC=1,则Ccomp的电容值取得和Cpara相当;若NP∶NC≠1,则Ccomp的取值要满足icomp=Cpara·dv/dt。图4和图5 此外,还可以通过改造诸如Buck,Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器,从而形成无源补偿电路,实现噪声的抑制,如图4,图5所示。 3 实验及结果 实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥,整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地(机壳)的寄生电容大约为80pF,鉴于实验室现有的电容元件,取用了一个100pF,耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面,LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出,补偿电流和寄生电流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是,由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通,散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见,补偿电流的幅值大于实际寄生电流,说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好,取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后,流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后,共模电流的尖峰得到了很好的抑制,实验数据表明,最大的抑制量大约有14mA左右。    图9是用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是,在3MHz左右出现了一个幅值突起,之后的高频段也未见明显的衰减,这说明在高频条件下,电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素,补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看,这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容,使其尽可能接近寄生电容Cpara的值,那么抑制的效果会在此基础上有所改善。 4 此技术的局限性 图10中的(a),(b),(c),(d)给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况:    第一种情况是在输入电容的等效串联电感(ESL)上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色,很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此,这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给,但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大,则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时,补偿电路几乎失效。图10(a)中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似,但是图10(b)中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。 另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1%增大到10%的时候,补偿电路也开始失效,如图10(c)及图10(d)所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。如果漏感相对于磁化电感来说很小的话,这个波形畸变可以忽略,但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶化,以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用。    为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素,可以采取以下措施:对于输入电容的ESL,要尽量降低至可以接受的程度,通过并联低ESL值的电容来改善;密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形5 结语 由以上的实验和分析可以看到,应用到传统电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声抑制电路是有一定作用的。由于用来补偿的附加绕组只须加到现有的变压器结构中,所以,隔离式的拓扑结构对于采用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。

    时间:2004-12-04 关键词: 干扰 原理 技术 开关电源 电源技术解析 基于 抑制 补偿

  • 开关电源基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术

        摘要:介绍了一种基于补偿原理的共模干扰抑制技术,通过抑制电源辐射来减少变换器的共模干扰。这种方法被推广应用于多种功率变换器拓扑,理论和实验结果都表明该技术有效减少了电路的共模干扰。     关键词:开关电源;共模干扰;抑制技术 引言 由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用,使得功率变换器的开关频率越来越高,结构更加紧凑,但亦带来许多问题,如寄生元件产生的影响加剧,电磁辐射加剧等,所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。图1 CM及DM噪声电流的耦合路径示意图    传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下,功率变换器的传导干扰以共模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术,并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了,它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于,它无需额外的控制电路和辅助电源,不依赖于电源变换器其他部分的运行情况,结构简单、紧凑。 1 补偿原理 共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同:差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起;共模噪声则主要由较高的dv/dt与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流,同时,由于开关器件端子上的dv/dt是最大的,所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt,并把它反相,然后加到一个补偿电容上面,从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°,并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律,这两股电流在接地点汇流为零,于是50Ω的阻抗平衡网络(LISN)电阻(接测量接收机的BNC端口)上的共模噪声电压被大大减弱了。图3 带无源共模抑制电路的隔离型反激变换器2 基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源中的应用 本文以单端反激电路为例,介绍基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构,并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示,从开关器件过来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层,附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零,从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯,在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容Ccomp产生的反向噪声电流,所以它的线径相对原副方的NP及NS绕组显得很小(由实际装置的设计考虑决定)。附加电路中的补偿电容Ccomp主要是用来产生和由寄生电容Cpara引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比NP∶NC决定。如果NP∶NC=1,则Ccomp的电容值取得和Cpara相当;若NP∶NC≠1,则Ccomp的取值要满足icomp=Cpara·dv/dt。图4和图5 此外,还可以通过改造诸如Buck,Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器,从而形成无源补偿电路,实现噪声的抑制,如图4,图5所示。 3 实验及结果 实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥,整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地(机壳)的寄生电容大约为80pF,鉴于实验室现有的电容元件,取用了一个100pF,耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面,LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出,补偿电流和寄生电流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是,由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通,散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见,补偿电流的幅值大于实际寄生电流,说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好,取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后,流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后,共模电流的尖峰得到了很好的抑制,实验数据表明,最大的抑制量大约有14mA左右。    图9是用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是,在3MHz左右出现了一个幅值突起,之后的高频段也未见明显的衰减,这说明在高频条件下,电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素,补偿电路带来的高频振荡也部分增加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看,这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容,使其尽可能接近寄生电容Cpara的值,那么抑制的效果会在此基础上有所改善。 4 此技术的局限性 图10中的(a),(b),(c),(d)给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况:    第一种情况是在输入电容的等效串联电感(ESL)上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色,很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此,这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给,但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大,则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时,补偿电路几乎失效。图10(a)中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似,但是图10(b)中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。 另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1%增大到10%的时候,补偿电路也开始失效,如图10(c)及图10(d)所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。如果漏感相对于磁化电感来说很小的话,这个波形畸变可以忽略,但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶化,以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用。    为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素,可以采取以下措施:对于输入电容的ESL,要尽量降低至可以接受的程度,通过并联低ESL值的电容来改善;密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形5 结语 由以上的实验和分析可以看到,应用到传统电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声抑制电路是有一定作用的。由于用来补偿的附加绕组只须加到现有的变压器结构中,所以,隔离式的拓扑结构对于采用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。

    时间:2004-12-04 关键词: 干扰 原理 技术 开关电源 电源技术解析 基于 抑制 补偿

  • 400Hz逆变器电压环反馈控制设计

      摘要:主要介绍了Bode定理,以此为理论基础,介绍了逆变器建模,电压环反馈控制设计等。     关键词:Bode定理;Bode图;回路增益 1 控制理论基础 1.1 回路增益 对于一般负反馈控制系统,其闭环系统方框图如图1所示。闭环传递函数C(s)/R(s)=G(s)/[1+G(s)H(s)],其特征方程式为F(s)=1+G(s)H(s)=0,特征方程式的根即为系统的闭环极点。由此方程式可以看出G(s)H(s)项,其包含了所有关于闭环极点的信息,一般称G(s)H(s)为回路增益。实际应用中,可通过对回路增益Bode图的分析来设计系统的补偿网络,以达到闭环系统稳定性要求。 1.2 Bode定理 Bode定理对于判定所谓最小相位系统的稳定性以及求取稳定裕量是十分有用的。其内容如下: 1)线性最小相位系统的幅相特性是一一对应的,具体地说,当给定整个频率区间上的对数幅频特性(精确特性)的斜率时,同一区间上的对数相频特性也就被唯一地确定了;同样地,当给定整个频率区间上的相频特性时,同一区间上的对数幅频特性也被唯一地确定了; 2)在某一频率(例如剪切频率ωc)上的相位移,主要决定于同一频率上的对数幅频特性的斜率;离该斜率越远,斜率对相位移的影响越小;某一频率上的相位移与同一频率上的对数幅频特性的斜率的大致对应关系是,±20ndB/dec的斜率对应于大约±n90°的相位移,n=0,1,2,…。 例如,如果在剪切频率ωc上的对数幅频特性的渐进线的斜率是-20dB/dec,那么ωc上的相位移就大约接近-90°;如果ωc上的幅频渐近线的斜率是-40dB/dec,那么该点上的相位移就接近-180°。在后一种情况下,闭环系统或者是不稳定的,或者只具有不大的稳定裕量。 在实际工程中,为了使系统具有相当的相位裕量,往往这样设计开环传递函数,即使幅频渐近线以-20dB/dec的斜率通过剪切点,并且至少在剪切频率的左右,从ωc/4到2ωc的这段频率范围内保持上述渐近线斜率不变。2 逆变器电压环传递函数(建模) 一个逆变器的直流输入电压24V,交流输出电压110V,频率400Hz,电路开关频率40kHz,功率500W。其控制至输出整个电压环的电路结构如图2所示。现求其回路增益。 2.1 驱动信号d(s)至输出Vo?s)的传递函数 1)驱动信号d为SPWM脉冲调制波,加在IGBT管的栅极(G)上,而输入母线电压Vin加在管子的集电极(C)和发射极(E)两端,根据图2所示结构,输出电压Vd与驱动d之间相差一个比例系数,设为K1,则K1=。在具体的逆变器电路中,母线电压Vin为±200V,驱动信号为12V,代入可得K1=400/12=33.33。2)LC低通滤波网络传递函数推导可得=Vo(s)/Vo'(s)=1/(s2LC+1),其中L=3mH,C=2μF。    综上,驱动信号d(s)至输出Vo(s)的传递函数为Vo(s)/d(s)=G1(s)=K1/(s2LC+1); 2.2 输出Vo(s)至反馈信号B(s)的传递函数H(s) 1)输出电压采样变压器的传递函数为一个比例系数,即其变比,设为K2,即V'o(s)/Vo(s)=K2,具体电路中,K2=18/110=0.164。 2)电阻电容分压网络如图2虚线框所示,其传递函数为=B(s)/V'o(s)=1/(sR1C2+R1/R2+1),其中R1=820Ω,R2=5.1kΩ,C2=10nF。 综上,Vo(s)至B(s)的传递函数H(s)=B(s)/Vo(s)=K2/(sR1C2+R1/R2+1); 2.3 脉宽调制器(PWM)传递函数Gd(s) 一般PWM调制器的传递函数为Gd(s)==,其中Vm为三角波最大振幅。在具体电路中,反馈信号与基准正弦波信号送入差动放大器,输出误差信号再与标准三角波比较,生成SPWM驱动信号。此处所用三角波的振幅为Vm=3V。    综上,在未加入补偿网络之前,整个回路增益为 G(s)=G1(s)H(s)Gd(s) =K1/(s2LC+1)[K2/(sR1C2+R1/R2+1)(1/Vm) =1.569/[(6×10-9s2+1)(7×10 -6s+1) 绘制其幅频Bode图,如图3所示。 3 补偿网络设计 由前述Bode定理,补偿网络加入后的回路增益应满足,幅频渐近线以-20dB/dec的斜率穿过剪切点(ωc点),并且至少在剪切频率左右从到2ωc的范围内保持此斜率不变。 由此要求,首先选择剪切频率。实际应用中,选fc=fs/5为宜,其中fs为逆变器工作频率或开关管开关频率。具体逆变器中,开关频率为40kHz,则fc=40/5=8kHz。 在未加补偿网络之前的回路增益Bode图如图3所示,在fc=8kHz处的增益为-20.17dB,由此,补偿网络应满足如下条件,即在fc=8kHz处的增益为+20.17dB,斜率为+20dB/dec,而且,此斜率在fc/4=2kHz与2fc=16kHz(取15kHz)的范围内保持不变。补偿网络的Bode图如图4所示(幅频)。 由图4可得:f1=2kHz处,G(ω)=20lg(2πf1)=8.129dB或者2.55(倍数)=AV1,f2=15kHz处,G(ω)=20lg(2πf2)=25.63dB或者19.12(倍数)=AV2,两个零值对应频率为fz1=fz2=2kHz,一个极值在fp1=15kHz处,另一个极值在fp2=20kHz处。考虑选用如图5所示补偿放大器时,其电阻电容参数值可计算如下: 取R3=5.1kΩ,R0=39kΩ,则R2=R3AV2=97.5kΩ,C2=1/(2πfp2R2)=81.6pF,C1==816pF,R1=1/(2πfp1R3)=39kΩ,C3=π=2040pF。 实际电路中,取R2=100kΩ,C2=100pF,C1=800pF,R1=39kΩ,C3=2200pF。4 实验结果 将上面补偿网络加入后,逆变器可带满载并稳定工作,其IGBT管两端电压vCE及输出电压vo的波形如图6所示,电路工作条件为:功率P=500W(满载),母线电压Vin=±180V。 5 结语 实验结果表明,将控制理论的频率响应法应用于逆变器电压单环反馈控制设计有其直观简单的优点,同时易于实现。逆变器电路加入补偿网络后其稳定性有所改善。不足之处在于,输出波形在非线性负载及负载变化较大时畸变明显,需要寻求更好的调节方法来改善。

    时间:2004-12-04 关键词: 电压 反馈 电源技术解析 设计 控制 逆变器 400hz

  • 高性能软开关功率因数校正电路的设计

    摘要:介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。     关键词:功率因数校正;电磁干扰;升压变换;软开关 引言 随着计算机等一些通信设备的日益普及,用户对电源的需求也在不断增长,要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源,以减小电能消耗,减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS,高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正,以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时,输入电流的总谐波失真度近80%,即无功电流是有功电流的80%。不间断电源国标(GB7286—87)规定,输入总相对谐波含量≤10%,整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9,所以,如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术,正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成:控制电路,功率主电路,元器件选择及其参数设计。1 控制电路 上世纪90年代初,由于PFC的控制芯片还未上市,我们在相关理论的指导下,于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的控制电路,原理如图1中虚线框内所示。 在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中,前级PFC电路的PF为0.98左右,η=93%(AC/DC,VDC=395V,Po=2000W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的,但由于电路是由分立元器件组成,抗干扰能力差,工艺复杂,调试过程很长,所以,一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854,UC3854A,UC3855的推出,由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。 2 PFC功率主电路 功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小,是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。 这是个典型的Boost电路,原理简单,但是个硬开关电路,由于未考虑开关器件的实际特性,高压整流二极管的反向恢复特性,主开关功率管的开关损耗特性,导致开关器件的dv/dt及di/dt很高,相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示,id为二极管电流波形,vd为二极管电压波形,在开关管S导通时,二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上,增大了开关管的开关损耗,在ta~tc的时间内,二极管D还是正压降,也即开关管S的漏极电压为Vo时,已有负反向恢复电流流过开关管S,在tc~tb的时间内二极管D的di/dt>0,则二极管D正端处会产生瞬间负电压值,电路上会出现大的EMI,由于分布参数的存在,在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。 为了克服上述的不足,便有了改进的PFC电路,如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路,其原理则是充分利用了L1的线性区和非线性区,在主开关管导通时把整流二极管的反向恢复能量存储到电感L1中,不增加主开关管的开通损耗,在主开关管关断时把电感L1存储能量以热能的形式消耗在电阻上。由于饱和电感L1的存在,dv/dt及di/dt减少约近1个数量级,主开关器件开关应力锐减,EMI大大减少了。这种电路的PF为0.99左右(AC/DC,VDC=395V,Po=2500W),效率η=94%左右。 为了进一步提高效率,把二极管的存储电荷形成的储能和电阻R上消耗的能量充分利用便开发出如图5所示电路。    这是一种无源的无损缓冲结构电路,其原理是:在S导通时,以L1作为二极管的缓冲电感,把二极管反向恢复的能量存储到小电感L1中,同时C1放电,C2充电,把C1储能转移入C2;在S关断时L1的储能向C1充电并通过二极管D1,D2,D3把储能转移到C中,这时C2也向C放电,通过调节L1,C1,C2的参数并协调S的开关频率,由于电容(由主开关管的漏—源极分布电容CDS或集电极—发射极分布电容CCE和C1组成)上的电压不能突变,当S关断瞬间VC1约等于零,S可实现零电压关断。由于电感(由L1和线路杂感组成)上的电流不能突变,当S导通时瞬间,iL1约等于零,S可实现零电流导通。 此电路的PF为0.99左右,(AC/DC,VDC=395V,Po=2500W),效率η=96%~97%,输入端几乎没有EMI,指标完全能达到并优于VDEA级标准。这种无源软开关升压电路性能优异,可靠性优于UC3855组成的有源软开关PFC电路,是智能高频化UPS和高频开关整流电源理想的输入级电路,具有很高的应用价值。3 主要元器件的选择 3.1 Boost电感磁性材料的选择 早期,Boost电感磁性材料一般为铁氧体磁芯,如EE或EI等,通过加气隙δ来调节μ值,从而调节电感量,这种方法的成本相对较低,但L值的温度特性相对略差,而且气隙的漏磁会增加电磁干扰。现在,一般采用金属磁粉芯,如铁粉芯、铁镍粉芯、钼坡莫合金、铁硅铝合金、非晶合金等磁环。各种材料有各自的优缺点,如铁粉芯成本低而Q值、μ值的各种特性,如温度、线性等相对较差,铁镍粉芯次之,铁硅铝合金、钼坡莫合金相对较好但价格贵些,所以,PFC电感磁性材料采用铁硅铝合金磁环较好。 3.2 电感L值的计算 功率因数校正的前提条件是使输入电感中电流保持连续状态,即纹波电流ΔI要小于最小输入交流电流峰值的两倍。则取电感L≥临界电感Lmin。而Lmin(mH)为 式中:Vmin(p)为最小输入正弦波电压的峰值(V); Vo为输出直流电压(V); f为开关调制频率(Hz); Po为输出直流功率(W); Vmin为最小输入正弦波电压的有效值。 磁性元件磁环(材质为铁粉或铁硅铝合金)的选择通过式(3)计算。 L=4μN2(S/D)×10-6(3) 式中:L为电感量(mH); μ为磁芯有效磁导率; N为线圈匝数; S为磁芯导磁截面积(cm2); D为磁芯平均磁环直径(cm)。 3.3 电容的选择 电容一般要采用低损耗,高纹波电流型的电解电容,容值C为 C=Po/(2ωo×Vo×ΔVo) 式中:ωo为市电角频率; ΔVo为允许输出直流纹波电压(V)。 3.4 二极管的选择 选trr小,正向压降小且软恢复(软度好)特性好的二极管。    3.5 开关器件的选择 选MOS或IGBT。由于IGBT关断存在一点拖尾现象,则当开关频率>20kHz时,要选MOS。对MOS主要关心的是导通损耗,应选导通电阻RDS小的;对IGBT主要关心的是开关损耗,应选开关特性好的IGBT。当然,最理想的是把IGBT与MOS根据各自的频率特性直接并联而控制信号按各自的特性做相应时序调整。 4 结语 本文通过实践总结,设计出一种优异的软开关PFC电路,并采用UC3854芯片实现技术产品化。这种PFC电路是智能高频化UPS和高频开关整流电源输入级电路的理想解决方案。同时把元器件的特性做了仔细的分析,优化。

    时间:2004-12-04 关键词: 开关 电路 电源技术解析 设计 功率 因数 校正 高性能

  • 高频开关电源的并联均流系统

    摘要:介绍了高频开关电源的控制电路和并联均流系统。控制电路采用TL494脉宽调制控制器来产生PWM脉冲,用软件的方式实现多电源并联运行时达到均流的方法。     关键词:开关电源;脉宽调制;均流 引言 模块化是开关电源的发展趋势,并联运行是电源产品大容量化的一个有效方案,可以通过设计N+l冗余电源系统,实现容量扩展。本系统是多台高频开关电源(1000A/15V)智能模块并联,电源单元和监控单元均以AT89C51单片机为核心,电源单元的均流由监控单元来协调,监控单元既可以与各电源单元通信,也可以与PC通信,实现远程监控。 1 PWM控制电路 TL494是一种性能优良的脉宽调制控制器,TL494由5V基准电压、振荡器、误差放大器、比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管、空载时间电路构成。其主要引脚的功能为: 脚1和脚2分别为误差比较放大器的同相输入端和反相输入端; 脚15和脚16分别为控制比较放大器的反相输入端和同相输入端; 脚3为控制比较放大器和误差比较放大器的公共输出端,输出时表现为或输出控制特性,也就是说在两个放大器中,输出幅度大者起作用;当脚3的电平变高时,TL494送出的驱动脉冲宽度变窄,当脚3电平变低时,驱动脉冲宽度变宽; 脚4为死区电平控制端,从脚4加入死区控制电压可对驱动脉冲的最大宽度进行控制,使其不超过180°,这样可以保护开关电源电路中的三极管。    振荡器产生的锯齿波送到PWM比较器的反相输入端,脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端,通过PWM比较器进行比较,输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时,TL494输出的脉冲宽度也随之改变,从而改变开关管的导通时间ton,达到调节、稳定输出电压的目的。脉冲调宽电压可由脚3直接送入的电压来控制,也可分别从两个误差放大器的输入端送入,通过比较、放大,经隔离二极管输出到PWM比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用,如分别用于反馈稳压和过流保护等,此时脚3应接RC网络,提高整个电路的稳定性。 如图1所示,PWM脉冲的占空比有内部误差放大器EA1来调制,而内部误差?大器EA2则用来打开和关断TL494,用于保护控制。脚2和脚15相连,并与公共输出端脚3相连通,因脚3电位固定,所以,TL494驱动脉冲宽度主要由脚1(PWM调整控制端)来控制;脚16是系统保护输入端,系统的过流、过压、欠压、过温等故障以及稳压或稳流切换时关断信号都是通过脚16来控制。锯齿波发生器定时电容CT=0.01μF,定时电阻RT=3kΩ,其晶振频率fosc==36.6kHz。内部两个输出晶体管集电极(脚8和脚11)接+12V高电平,其发射极(脚9和脚10)分别驱动V1和V2,从而控制S1和S2,S3和S4管轮流导通和关闭。 2 软件介绍 2.1 电源单元和监控单元的软件 高频开关电源单元主要有数据采集,电压电流输出给定,键盘和LED显示,故障处理以及与监控单元RS485通信等子程序组成。监控单元主要有键盘和液晶显示,EEPROM以及与电源单元和PC机RS485通信等子程序组成。EEPROM用于存放工作参数和其他不能丢失的信息,它采用X5045芯片,X5045有512字节,内涵看门狗电路,电源VCC检测和复位电路。 如果出现故障,电源单元立即做出相应处理,并主动向监控单元申请中断,将故障数据传送给监控单元,监控单元立即调用故障处理程序,如果故障严重将切除故障电源,并启动备份电源,而且将故障情况传送给PC机。 2.2 均流处理程序 高频开关电源单元将各自的电压和电流发送给监控单元,监控单元接收到各电源单元的电压和电流信息后,马上进入均流判定处理程序。本程序将根据均流精度的要求,计算出该由哪个电源单元进行怎样的调节以达到均流要求。该程序主要包括下面两个模块:第一个模块主要完成电压的检查工作,发现电源单元电压偏移超过要求,马上进行相应调节,保证其电压为要求值;第二个模块用于进行均流计算,该模块将找出电流偏移平均值超过规定要求的电源单元,并进行相应的调节。均流流程图如图2所示。    由于在实际运用中,各电源单元的电压值并非完全一致,所以本系统对多电源单元并联后的电压有两条要求。 1)多电源单元并联时,若各电源单元之间的最大电压偏差>0.5%,那么并联后的输出电压要求在各电源单元的电压之间;若各电源单元之间的电压偏差均<0.5%,那么并联后的输出电压应为各电源单元电压的中间值加0.25%误差。本要求同时兼顾了尽量提高稳压精度和防止电压调节过于频繁的要求。 2)并联后的输出电压与任一电源单元工作时的电压之差≤1%(本电源要求稳压精度<1%)。 若找不到符合要求的电压点,则程序认为相互并联的电源的电压偏差过大,将停止均流调节,并按要求提出警告。 第二个模块用于对各模块的电流进行均流计算,在本系统中,软件的均流精度定在5%。程序找出大于或小于平均电流的模块,如果超过了精度范围,程序将设置相应标志位,然后启动通信程序,通知相应电源模块启动调节程序。 3 结语 现场运行表明,以上RS485通信程序和均流处理程序完全符合要求,PWM控制电路控制灵活,调试方便。由于电源单元出现故障时,电源单元将主动申请与监控单元中断,从而大大提高了实时性。电源单元既可以具有独立功能,也可以由监控单元统一管理,多台电源单元并联工作。

    时间:2004-12-04 关键词: 系统 高频 开关电源 电源技术解析

  • 单相正弦脉宽调制逆变器的设计

    摘要:论述了单相正弦波逆变器的工作原理,介绍了SG3524的功能及产生SPWM波的方法,对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍,给出了输出电压波形的实验结果。     关键词:逆变器;正弦波脉宽调制;场效应管 引言 当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时,将给电网注入大量的谐波,导致电网电压波形畸变。根据我们的实验观察,在发生严重畸变时,电压会出现正负半波不对称,频率也会发生变化。这样的供电电压波形,即使是一般的电力用户,也难以接受,更无法用其作为检修、测试的电源。同时,在这种情况下,一般的稳压电源也难以达到满意的稳压效果。为此,我们设计了该逆变电源。其控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524,一片用来产生PWM波,另一片与正弦函数发生芯片ICL8038做适当的连接来产生SPWM波。集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。图1 系统主电路和控制电路框图1 系统结构及框图 图1示出了系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后,再经工频变压器降压,然后整流得到一个直流电压,此电压经过Boost电路进行升压,在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V(50Hz/220V交流输出时)。DC/AC变换采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰,采用主、控电路完全隔离的方法,即驱动信号用光耦隔离,反馈信号用变压器隔离,辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件,其具有足够快的响应速度,能够在MOS管允许的过流时间内将其关断。2 控制及保护电路 为了降低成本,使用两块集成PWM脉冲产生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038,使得控制电路简洁,易于调试。 2.1 SG3524的功能及引脚 图2所示为SG3524的结构框图和引脚图。 SG3524工作过程是这样的: 直流电源Vs从脚15接入后分两路,一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生稳定的+5V基准电压。+5V再送到内部(或外部)电路的其他元器件作为电源。    振荡器脚7须外接电容CT,脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定,f=1.18/RTCT。本设计将Boost电路的开关频率定为10kHz,取CT=0.22μF,RT=5kΩ;逆变桥开关频率定为5kHz,取CT=0.22μF,RT=10kΩ。振荡器的输出分为两路,一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端,比较器的反向端接误差放大器的输出。 误差放大器实际上是个差分放大器,脚1为其反向输入端;脚2为其同相输入端。通常,一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上(应取得2.5V的电压),另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中,在DC/DC变换部分,SG3524?1芯片的脚1接控制反馈信号电压,脚2接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较,从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲,再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补,交替输出高低电平,其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极,锯齿波的作用是加入了死区时间,保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。最后,晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波,两者相位相差180°。当V1及V2并联应用时,其输出脉冲的占空比为0%~90%;当V1及V2分开使用时,输出脉冲的占空比为0%~45%,脉冲频率为振荡器频率的1/2,在本系统电路图(图1)中,两块SG3524都为并联使用。当脚10加高电平时,可实现对输出脉冲的封锁,进行过流保护。    2.2 利用SG3524生成SPWM信号 按照上述SG3524的工作原理,要得到SPWM波,必须得有一个幅值在1~3.5V,按正弦规律变化的馒头波,将它加到SG3524?2内部,并与锯齿波比较,就可得到正弦脉宽调制波。我们设计的控制电路框图,以及实际电路各点的波形,如图3所示。正弦波电压ua由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图4所示。正弦波的频率由R1,R2和C来决定,f=,为了调试方便,我们将R1及R2都用可调电阻,R2和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当f=50Hz时,R1+R2=9.7kΩ,其中C=0.22μF。正弦波信号产生后,一路经过精密全波整流,得到馒头波uc,另一路经过比较器得到与正弦波同频率,同相位的方波ub。uc与1V基准经过加法器后得到ud,ud输入到SG3524?2的脚1,脚2与脚9相连,这样ud和锯齿波将在SG3524?2内部的比较器进行比较产生SPWM波ue。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所组成。ub和ue加到分相电路后就可以得到驱动信号uf和ug,再将uf和ug加到MOS管驱动电路的光耦原边,就可以实现正弦脉宽调制。 2.3 驱动电路设计 设计的驱动电路如图5所示,它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1,R1和R2,中间级的VT1,推挽输出电路VT2和VT3,对高频干扰信号进行滤波的C1;5V基准部分包括R4,VZ1和C2,它既为MOS管提供-5V的偏置电压,又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是: 1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦导通,使VT1基极电位迅速下降,VT1截止,导致VT2导通,VT3截止,电源通过VT2,栅极电阻R5,使MOS管导通; 2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦不导通,使VT1基极电位上升,VT1导通,导致VT3导通,VT2截止,MOS管栅极电荷通过VT3,栅极电阻R5迅速放电,-5V偏置电压使之可靠地关断;    3)电阻R5和稳压管VZ2,VZ3用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏; 4)光耦Vo1采用组合光敏管型光耦6N136,具有光敏二极管响应速度快,线性特性好,电流传输大的优点,能满足实验的要求。 2.4 过流保护电路 过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能。当脚10为高电平时,SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器(对SG3524?1芯片串接在工频变压器的副边,对SG3524?2芯片串接在滤波电路前),经整流后得到电流信号加至如图6所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时,比较器将输出高电平,则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通,并把同相端电位提升为高电平,这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲,则Boost电路停止工作,在正常状态下,比较器输出零电平,不影响Boost电路工作。 2.5 反馈调压电路 反馈调压电路图如图7所示。当逆变器正常工作时,逆变器的输出信号接反馈变压器,其二次电压经整流,滤波,分压得到反馈电压uo,显然,uo的大小正比于逆变器的输出电压。调节W1可调节负反馈电压的大小,从而调节逆变器输出电压的幅值。uo控制信号被送到SG3524?1芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样,SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的,当逆变器输出因突加负载而降低时,它会使加在SG3524?1的脚1的输入反馈电压下降,这会导致SG3524?1输出脉冲占空比增加,从而使得Boost电路输出电压升高,逆变桥的直流电压升高,逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见,正是通过SG3524?1的脉宽调制组件的控制作用,实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。    3 逆变器的实验结果 按本设计的SPWM逆变器方案试制了样机,其额定输出功率为300W,滤波器参数取L=0.7mH,C=5μF,滤波效果较好,样机的输出电压如图8所示。从直观看,电压波形正弦度较好(因条件所限,尚未测试THD)。用此样机带负载运行,效果较好。实验表明,本文提出的系统方案是切实可行的,可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近,作为对电网输入电压要求较高的一类负载(如检修、测试设备)的电源。另外,为了满足客户的要求,本电路还可以提供60Hz/110V的正弦电源。

    时间:2004-12-04 关键词: 单相 电源技术解析 设计 逆变器 调制

  • 38V/100A可直接并联大功率AC/DC变换器

     摘要:介绍了一种38V/100A可直接并联的大功率AC/DC变换器。采用了有源功率因数校正技术以实现系统的高功率因数。DC/DC主电路采用电流型PWM芯片UC3846控制的半桥变换器,并提出了一种新的IGBT驱动电路。为了满足电源直接并联运行的需要,设计了以均流芯片UC3907为核心的均流电路。     关键词:大功率;半桥变换器;功率因数校正;均流 引言 随着电力电子技术的发展,电源技术被广泛应用于计算机、工业仪器仪表、军事、航天等领域,涉及到国民经济各行各业。特别是近年来,随着IGBT的广泛应用,开关电源向更大功率方向发展。研制各种各样的大功率,高性能的开关电源成为趋势。某电源系统要求输入电压为AC220V,输出电压为DC38V,输出电流为100A,输出电压低纹波,功率因数>0.9,必要时多台电源可以直接并联使用,并联时的负载不均衡度<5%。图1 UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路    设计采用了AC/DC/AC/DC变换方案。一次整流后的直流电压,经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数,再经半桥变换电路逆变后,由高频变压器隔离降压,最后整流输出直流电压。系统的主要环节有DC/DC电路、功率因数校正电路、PWM控制电路、均流电路和保护电路等。 1 有源功率因数校正环节 由于系统的功率因数要求0.9以上,采用二极管整流是不能满足要求的,所以,加入了有源功率因数校正环节。采用UC3854A/B控制芯片来组成功率因数电路。UC3854A/B是Unitrode公司一种新的高功率因数校正器集成控制电路芯片,是在UC3854基础上的改进。其特点是:采用平均电流控制,功率因数接近1,高带宽,限制电网电流失真≤3%[1]。图1是由UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路。图2 主电路拓扑图    该电路由两部分组成。UC3854A/B及外围元器件构成控制部分,实现对网侧输入电流和输出电压的控制。功率部分由L2,C5,V等元器件构成Boost升压电路。开关管V选择西门康公司的SKM75GB123D模块,其工作频率选在35kHz。升压电感L2为2mH/20A。C5采用四个450V/470μF的电解电容并联。因为,设计的PFC电路主要是用在大功率DC/DC电路中,所以,在负载轻的时候不进行功率因数校正,当负载较大时功率因数校正电路自动投入使用。此部分控制由图1中的比较器部分来实现。R10及R11是负载检测电阻。当负载较轻时,R10及R11上检测的信号输入给比较器,使其输出端为低电平,D2导通,给ENA(使能端)低电平使UC3854A/B封锁。在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A/B工作。D3接到SS(软启动端),在负载轻时D3导通,使SS为低电平;当负载增大要求UC3854A/B工作时,SS端电位从零缓慢升高,控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动。 2 DC/DC主电路及控制部分分析 2.1 DC/DC主电路拓扑 在大功率高频开关电源中,常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等[2]。其中推挽电路的开关器件少,输出功率大,但开关管承受电压高(为电源电压的2倍),且变压器有六个抽头,结构复杂;全桥电路开关管承受的电压不高,输出功率大,但是需要的开关器件多(4个),驱动电路复杂。半桥电路开关管承受的电压低,开关器件少,驱动简单。根据对各种拓扑方案的工程化实现难度,电气性能以及成本等指标的综合比较,本电源选用半桥式DC/DC变换器作为主电路。图2为大功率开关电源的主电路拓扑图。图3 PWM控制及驱动图    图2中V1,V2,C3,C4和主变压器T1组成半桥式DC/DC变换电路。IGBT采用西门康公司的SKM75GB123D模块,工作频率定在30kHz。高频变压器采用国产铁氧体EE85B磁芯,原边绕组匝数为12匝,副边两个绕组均为6匝,变压器无须加气隙。在绕制变压器时采用“三段式”方法绕制,以减少变压器的漏感[3]。整流二极管采用快速二极管,以减小其反向恢复时间对输出的影响。R1,C1,R2,C2为并在IGBT两端的吸收电路。R5及C6和R6及C7为并在快恢复二极管两端的吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。CT为初级电流检测用的电流互感器,作为电流控制时的电流取样用。为了防止电源在运行过程中产生偏磁,在原边绕组串联隔直电容C5,阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量,平衡开关管每次不相等的伏秒值。C5采用优质CBB无感电容。变压器的副边采用全波整流加上两级L—C滤波以满足低输出纹波的要求。电阻R7及R8为输出电压反馈采样电阻。 2.2 PWM电路及IGBT的驱动 系统的PWM部分采用电流型控制芯片UC3846组成波形产生电路[4]。图3是大功率开关电源的PWM控制的电气原理图。    R1和C2组成UC3846的振荡器,振荡频率为f=2.2/R1C2。为了防止两路开关管的互通,要设定两路输出都关断的“死区时间”,它由振荡锯齿波的下降沿决定。从脚8经R2及C1到脚4(SEN+)作为UC3846电流控制的斜坡补偿,以有效地防止次谐波振荡。主电路电流信号经电流互感器CT,桥式整流和阻容滤波后作为UC3846的电流反馈信号。UC3846对电流放大器的输出电压脉冲与最大电流限制值(由脚1电压和电压误差放大器的输出电压确定)逐个地进行比较,当脉冲开关电流超过最大电流限制时,UC3846将封锁输出脉冲,限制了开关电源的最大输出电流。C5为实现软启动的电容。UC3846的脚1电位低于0.5V时无脉宽输出,在脚1接电容到地,开机后随着电容的充电,电容电压高于0.5V时有脉宽输出,并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽,完成软启动功能。 IGBT是一复合功率器件,集双极型晶体管和功率MOSFET的优点于一体,具有电压型控制,开关损耗小,通断速度快,工作频率高,器件容量大等优点,很适合用于大功率电源变换器中,因此,近年来IGBT技术得到了迅猛的发展[5]。专门用于IGBT的驱动电路很多,如富士公司的EXB841及EXB651系列,三菱公司的M57959L系列。它们都具有开关频率高,驱动功率大,过流过压保护等优点,但必须要有专门的驱动电源,因此,导致设备整体成本提高。脉冲变压器也可以作为IGBT的驱动,它有体积小,价格低,不需要额外的驱动电源的优点,但是直接驱动时,脉冲的前沿与后沿不够陡,影响IGBT的开关速度。图3所采取的驱动电路具有开关频率高,驱动功率大,结构简单,且具有负压关断的特点。V1-V4,D2-D5构成了脉冲变压器的驱动电路,适用于驱动大功率的IGBT。D1和D6有利于V1-V4的关断。当PWM1为高,PWM2为低电平时,V1和V4导通;当PWM1和PWM2均为低电平时,变压器中由于漏感储存的能量通过D3和D4进行续流,使A点电位降至-0.7V,虽然这时PWM1为低电平但V1再次导通,则V1处于高频通断状态而容易烧毁。PWM2由高电平向低电平转换时V2存在同样情况。加入D6可以使续流时A点电位钳制在0V,从而有利于V1或V2的关断。同理D1的作用是利于V3或V4的关断。 2.3 均流环节设计 并联运行是电源技术的发展方向之一。欲使开关电源并联运行,做到各电源模块之间的“均流”是关键。常用的均流方法有外特性下垂法、主从电源设置法、外部电路控制法、平均电流法、最大电流法[6]。分析各种均流方法可知,下垂法虽然简单易行,但负载效应指标较差,均流精度太低;主从设置法和平均电流型自动均流法都无法实现冗余技术,因为,一旦主电源出故障,则整个电源系统都不能正常工作,使电源模块系统的可靠性得不到保证;外控法的控制特性虽好,但需要一个附加的控制器,并在控制器和每个单元电源之间有许多附加连线;而最大电流自动均流法依据其特有的均流精度高,动态响应好,可以实现冗余技术等性能,越来越受到开发人员的青睐。UC3907是Unitrode公司根据最大电流法设计的均流控制芯片。图4是采用UC3907设计的电源并联运行时的均流环节。 系统采用霍尔电流传感器来检测主电路输出电流。霍尔传感器的输出经分压与UC3907的脚2电流检测相连。脚11为电压反馈端,输出端分压得到的电压与UC3907内部的电压放大器所接的基准电压(2.0V~2.1V)相比较后,输出经驱动放大器作为系统UC3846的电压反馈。脚15接均流母线。UC3907内部的电流放大器将检测到的电流信号放大20倍与均流母线上的信号比较。若大于均流母线上的信号,则母线上的电压将由该电源决定,即“主控”;若调节器的输出电流小于母线上的电流信号,即“辅控”时,调节器使电压放大器的基准电压升高100mV,强迫系统的反馈电压减小,通过UC3846的调节使该电源输出电压增加,从而自动平衡电流。在试验过程中出现主辅控状态来回切换的情况。分析其原因发现,当在“辅控”状态时,电流调节器使基准电压升高100mV的同时会使电流增大,当电流大于母线电流信号时,致使该模块变为“主控”。而在下一次调节时又变为“辅控”。这样,就在主辅控状态之间来回变化,造成系统并联不稳定。我们在脚14和脚6之间接一个电阻R3,使基准电压在升高时小于100mV,该模块的输出电流略微增加,不至于成为“主控”模块。如果电阻选取得适当,既能保证电源模块并联均流又不会发生主控、辅控交替现象。    2.4 保护电路设计 对于DC/DC电源产品都要求在出现异常情况(如过流、过载、过/欠压)时,系统的保护电路工作,使变换器及时停止工作。但各种情况下的保护又不尽相同。一般说来,在过载、过流时,保护电路要动作且不需要自动恢复;而过/欠压则不同,在过/欠压情况解除后要求系统能够重新工作。图5是系统的保护电路(主要是控制UC3846来停止半桥变换器工作)。UC3846的脚16(SHTDN)为关断控制脚。当出现过/欠压(或过流、过载)时,可使U1(或U2)导通,D1(或D2)导通,则脚16为高电平使UC3846关断,封锁输出脉冲。不同的是,过/欠压电路使UC3846的脚1经三极管V1接地。当发生过/欠压时,D1导通使脚16为高电平,在UC3846关断的同时,V1导通,将UC3846内部脚16所接的晶闸管短接,使其承受负压关断。这样在过/欠压解除后UC3846能够重新输出脉冲使变换器工作。而在过流、过载情况出现时C3846封锁输出脉冲,在封锁解除时脉冲不能恢复。 3 各部分电路波形 研制成功的试验样机,在稳态运行时的各部分波形如图6及图7所示。 4 结语 所制作的工程样机,已经通过性能测试。该系统具有输入过、欠压,输出过流保护等功能,输出电压的电源调整率不大于1%,负载调整率不大于1%,输出电压纹波小于50mV,功率因数大于0.9,并联运行时均流精度控制在5%以内,满足设计要求。

    时间:2004-12-04 关键词: 大功率 电源技术解析 变换器 AC/DC 直接 38v/100a

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