测量Tlvr中的总泄漏电感以优化性

一个跨感应电压调节器(tlvr)修改了传统的多相转换器,加速了转换器的输出电流旋转速度的能力,以接近高速处理器的快速负载转换速率或应用专用集成电路的核心电压轨。每一个输出电感得到一个二次绕组,这些绕组被串联地连接起来,以创建一个二次环路来加速对负载变化的响应。然而,这种负载瞬态性能的改善是以增加静态波动及其造成的功率损失为代价的。问题是,很难估计次级回路中的实际整体电感,这是性能的一个主要驱动因素,因为布局和印刷电路板(印刷电路板)的结构会对其产生重大影响。在这个能量提示里,我将展示一个简单的测量,您可以使用估计实际泄漏电感在TLVR二次循环和优化性能。

图1 是一个简化的多相元变换器的示意图,没有和与Tlvr电路。

图1 简化多相转换器和TLVR图。

请注意,将输出电感的所有第二位与补偿电感值(L)连接的Tlvr中增加的二次循环 ,以及显示的寄生元素。所有这些电感的总和是总二环电感,或l Tsl .L Tsl 确定TLVR的性能,因为增加的输出电流转换速率和来自TLVR循环的高频波波电流与它成反比。由于寄生电感的不可预测性,在首次引入TLVR时,它包括一个固定的L。

现有的方法集l C "淹没"寄生的电感,假设它们比L要少得多 C .但有一个范围测量跨越L C 或者验证这个假设,或者如果没有,提供你需要的信息来估计 Tsl .你就可以调整 C 为了更好地匹配目标的整体泄漏,以获得最佳的滑道率能力和波纹电流性能,在某些情况下忽略它。

TLVR性能方程是以每微秒安培的速度输出电流的可调节能力,最近的一些应用要求每微秒5000安培。睡眠能力也同样重要,但对V来说 在…中 (一般为12V)一般比V大得多 在外面 (0.7%至1.8V通常),睡速能力一般要大得多,而且可能过高。限制你可以同时打开多少阶段通常会减少过度的睡觉能力。

这个32级设计使用了两个Tlvr环路,每个环路的锯齿频率接近5MHZ,但180度的相位,以实现良好的,但不完美的取消在输出电容器锯齿波形。在没有TLVR的情况下,即使32个阶段和电感只在70NH的情况下,最快的睡下速率将是460A/辆。根据表2中的方程式,可折叠的能力将为-5387A/LATO。要获得这个5,000英镑的每一个阶段都需要接受一个高频的波波电流,即3.4Aa。 Rms .

我测试了一块板假设 Tsl 阿迪姆 C 使用了100纳赫的目标 Tsl 对我来说 C .但是100纳升 C 是真的吗? Tsl 十六阶段循环?"开始"和"结束"之间的大的次级循环。通过L测量实际电压波形 C (这里是L36)当所有的16个阶段和8个阶段都是活跃的时,这一假设就有了解释。如果我 Tsl 阿迪姆 C 并且使用表3中的公式,你应该期望一个正方形波在+8V和-16V之间,是每相开关频率的八倍。此波形的RMS值应为11.3V.

实际的L36波形相对于预期的泄漏总波形和RMS值(5.02V对11.3V)都指向L C 一半Tsl 并指出这一事实,另有100纳米H从电感泄漏和印刷电路板痕迹在第二循环。将实际的RMS值与预期的RMS值相比较,而不是峰值值,可以减少测量波形上明显的寄生铃声引起的混淆。

由于二次环路的总电感为200NH,32级设计的输出电流旋回能力降至-2827A/LOT。对于5,000A/双模负载的斜率应用程序,缩短了实际的L值 C 将总二次电感降至100NH。对于最大负载旋转速率小于3,000安特的应用,留下补偿电感将使循环高频电流减少一半,并将这些电流的损耗减少75%。

获得泄漏电感

知道实际的泄漏电感在你的TLVR环路将使你在最好的位置,得到您的输出电流速度,同时最大限度地减少增加损失的TLVR环路。