新型脑电信号放大检测电路的设计

摘要：通过对前置放大器等电路结构的精心设计，选用超低噪声的集成运算放大器以及线性光耦合器等新器件，克服了脑电信号采集中常遇到的一些困难，使前置放大器具有较高的共模抑制比，从而能够较好地放大检测出的脑电信号。通过Pspice仿真软件，有助于电路的设计和调试。
关键词：脑电信号；前置放大器；线性光耦；共模抑制比；抗干扰 

1 引言
    脑电信号(EEG]是由脑神经活动产生并且始终存在于中枢神经系统的自发性电位活动，含有丰富的大脑活动信息，是大脑研究、生理研究、临床脑疾病诊断的重要手段。通过对脑电信号进行记录，以提供临床数据和诊断的依据。因此脑电信号的提取具有非常重要的临床意义。

2 设计时常遇到的技术困难
    (1)脑电信号十分微弱，一般只有50μV左右，幅值范围为5μV～100 μV。因此它要求放大增益比一般仪器要高得多；
    (2)脑电信号频率低，其范围一般在0.5 Hz~35Hz，这使得放大器的低频截止的选择非常困难，当受到尖峰脉冲干扰或导联切换的时候，放大器容易出现堵塞现象；
    (3)存在工频50 Hz和极化电压等强大的背景干扰。其中工频50Hz干扰主要以共模形式存在，幅值较大，所以脑电信号放大器必须具有很高的共模抑制比。而极化电压干扰的存在使得脑电放大器的前级增益不能过大；
    (4)由于人体是一个高内阻信号源，内阻可达几十千欧乃至几百千欧，而且它的内阻抗既易于变化，又可能各支路不平衡，所以，脑电信号放大器的输入阻抗必须在几兆欧以上。
    可见，要设计出高质量的脑电信号放大器，要求前置放大器必须具有输入阻抗高、共模抑制比高(CMBR)、噪声低、非线性度小、抗干扰能力强以及合适的频带和动态范围等性能，这使得放大器的设计存在较大的困难，但这也是整个脑电信号采集系统设计能否成功最重要的关键性的一个环节。

3 信号放大检测电路设计
    脑电信号放大检测电路如图1所示。由该图可知，该部分主要由缓冲级、前置差分放大电路、50 Hz工频陷波电路、电压放大电路、低通滤波器电路、电平调节电路、线性光耦合电路等组成。

    在人体和脑电前置放大器之间设置缓冲级主要是为了实现更高的输入阻抗，电平调节电路是为了满足A/D转换器输入量程的需要。
3.1 前置差分放大电路
3.1.1 电路组成及特性
    前置放大是整个脑电图仪的关键环节。本设计在“三运放”的基础上，通过采用新型的电路结构，巧妙地利用了仪器放大器共模抑制比与增益的关系(见表1)，并结合阻容耦合电路、共模驱动技术、浮地跟踪电路等，可以在抑制直流干扰的情况下提供较高的共模抑制比，具有对外围无源器件参数不敏感的特点。具体电路设计见图2。

    UlA、UlB构成并联型双运放仪器放大器，在运算放大器为理想的情况下，并联型差动放大器的输入阻抗为无穷大，共模抑制比也为无穷大，且其共模抑制比与外围电阻的匹配程度无关。该部分电路具有提高输入阻抗和提供电压缓冲的作用。
    阻容耦合电路由C1、C2、R6、R7等构成，主要起隔离极化直流信号的作用，为后级仪器放大器提高增益，进而为提高电路的共模抑制比创造了条件。
    LT1167构成后级放大器，将双端差动输出信号转换为常用的单端输出信号。该级可做到很高的增益(通过改变Rg的大小)，从而得到较高的共模抑制比。
    共模信号取样驱动电路由两个等值电阻R4、R5和由UlC构成的电压跟随器等组成。由于U1A和U1B构成的并联型双运放仪器放大器的输出阻抗很低，通过采用共模驱动技术，可避免阻容耦合电路中的阻、容元件参数不对称导致的共模干扰转换成差模干扰的情况发生。
    人体地共模反馈电路(右腿驱动电路)。由共模取样驱动电路取出的两电极共模电压经过U2A(电压跟随器)和UlD(反相放大)后回馈到头部，跟原来的共模电压相加，形成共模电压负反馈电路，减小了共模电压的输入值，从而提高了电路抵抗工频干扰的能力。
    由共模取样驱动电路取出的两电极共模电压经过R13接至两输入电极的屏蔽层。它可以减少引线分布电容的分流效应，使其对放大器的输入阻抗影响尽可能地减少，从而使CMRR不降低。
    浮地跟踪电路(又称为浮地跟随器)由U2B、R17构成，R17一端接前端部分正、负电源的公共端，从而使电源浮置起来。如果U2B具有理想特性，则使正、负电源电压的涨落幅度与共模输入电压的大小完全相同。虽然共模输入电压仍旧加在U1A、U1B的同相端，但却因放大器本身电源对共模输入信号的跟踪作用，使其影响大大削弱。即使U1A、UlB的参数不完全对称，但由于有效共模电压减少了，转化为差动而形成的误差电压就很少了，相当于提高了前置级的共模抑制能力。
    在图2中，UlC的输入信号取自U1A(输入为Vin1、输出为V01)和U1B(输入为Vin2、输出为V02)输出端两个串联电阻R4和R5的中点电压Vc，即Vc=l/2x(V01+V02)，当只有差模信号(V01=-V02)的输出时，Vc=0，则运放UlC的输出电压等于O，等同于接地；而当有共模电压和差模信号输入时，U1C的总输出中只包含输入信号的共模部分Vc=l/2x(Vin1+Vin2)。从而使得共模信号不经阻容耦合电路的分压而直接加在集成仪用放大器U3的输入端,避免了由于阻容耦合电路的不匹配而降低电路整体的共模抑制比。

    图2所示电路的差动输出可以由式(1)计算：

   
    其中Adu3是集成仪表放大器LT1167的差模放大倍数，且Adu3=(49.9 kΩ/Rg)+1
    该电路的高通截止频率fc可以表示为：

   
    其中：F1、F2、…为各级放大器的噪声系数，K1、K2…为各级放大器的功率增益。可见多级放大器的噪声系数将主要由第一级噪声决定。前置放大的总等效输入噪声电压与闭环增益成反比，适当加大第一级的差模放大倍数有利于降低噪声。所以在设计中挑选了具有很低噪声的集成运算放大器LMH6626，后级放大器选用LT1167。
3.1.2 器件介绍
    LMH6626是美国国家半导体公司推出的一种双超低噪声宽带运算放大器。其主要性能特点如下：
    ●噪声极低，输入电压噪声低至0.92 nV/(Hz)1/2(典型值)，输入电流噪声典型值为1.8 pA/(Hz)1/2；
    ●增益带宽达1.3 GHz；
    ●电源电压为±6 V时，输入失调电压为土o.1mV，温度漂移为±0.1μV/℃，输入失调电流典型值为0.05μA，温度漂移为0.7 nA/℃；
    ●开环增益为81 dB(典型值)时，共模抑制比CMRR达95 dB，压摆率(SR)为340 V/μs；
    LTll67是Linear公司的新型仪表放大器，它结合了FET运放和双极型运放的优点，其高输入阻抗和低偏置电流接近FET器件，而噪声水平跟双极型运放相同。具体的性能指标如下：
    ●激光修剪电阻保证共模抑制比CMRR>110dB(G=10)；
    ●高输入阻抗l 000GΩ，并联1 pF；噪声电压0.28μVp-p，噪声电流10 pAp-p(0.1 Hz～10 Hz)；
    ●输入偏置电流50pA；静态工作电流<13 mA。
    LTll67比较适用于医疗仪器。其CMRR和闭环差模增益的关系见表1。

3.2 线性光耦合电路
    隔离放大器具有极好的抗共模干扰能力，能有效地阻断前置放大电路和后级数据采集电路之间的电联系，但并不切断它们之间的信号传递。因此在脑电信号采集系统中采用隔离是必要的、也是可行的。该功能的实现一般由变压器及光耦合元件完成，其中变压器用于耦合交流信号，而光耦合器则用于直流信号的耦合。
    以前光隔离产品一般不用在线性电路中，而只是将LED和光敏二极管构成的光电耦合器应用在数字信号隔离中，主要原因是这个时期的光电耦合器存在一定的非线性和不稳定性，使得该类器件不太适合脑电信号这样极微弱的生理电信号的高精度测量。而变压器隔离则有体积大、接线复杂等不足。
    LOCllO线性光耦合器是美国CLARE公司生产的新型光耦合器，与一般光耦合元件不同的是，LOC110在伺服模式设计下运作，以补偿发光二极管的非线性时间及温度特性，能同时耦合交流及直流信号。LOCllO为取代脑电信号采集应用中大体积变压器及非线性光耦合器提供了另一种更佳的选择。
    LOCll0有光电压和光电导两种工作模式。光电压模式下使用LOCllO光耦合器可达到最佳的线性度，最低的干扰及漂移性能。在这种模式下，电路线性度可以达到12位元，虽然这是以40 kHz的较小带宽为代价的，但并不影响我们在该设计中的应用。本设计中，LOC110工作在光电压模式下，其原理见图3。

    图3中定义：伺服增益K1=I1/IF，K2=I2/IF，K3=K2/K1，IF为发光二极管的顺向电流。则Vin=I1.R1=IF.K1.R1，Vout=I2·R2=IF·K2·R2，即Vout=Vin·(K2.R2)/(K1.R1)=Vin·K3·R2/Rl，一般取Kl=K2，所以Vout=Vin.R2/R1，即Vout与R2/R1成正比。
3.3 5O Hz工频陷波电路
    工频干扰是脑电信号的主要干扰，虽然前置放大电路对共模干扰具有较强的抑制作用，但部分工频干扰是以差模信号方式进入电路的，且频率处于脑电信号的频带之内，加上电极和输入回路不稳定等因素，前级电路输出的脑电信号仍存在较强的工频干扰，所以必须专门滤除。具体设计见图4，仿真曲线和实验数据曲线见图5(a)、(b)。图4中的LT1112是Linear公司生产的双路低功耗、高精度、皮安输入运算放大器。

3.4 电压放大电路
    由于脑电信号频率低，因此该电路采用交流自举技术，使得在低频时也具有很高的输入阻抗，从而具有较强的交流耦合能力。自举要完全发挥作用，必须在图4中R1的下端提供特别靠近其上端的电压。这样，电阻R1上流过的电流就很小，因而阻抗就很大。否则，就发挥不出自举效果。其输入阻抗ZIN=Xcl+Rl+R2+R1·R2/KC2≈R1.R2/XC2。按照图4电路中的参数可以求得：ZIN(1 Hz)=188.46 kΩ，ZIN(10 Hz)=2 MΩ，如想进一步提高输入阻抗，则必须增大Rl、R2、C2的数值。具体设计见图6。

3.5 低通滤波器的设计
    低通滤波器担负着抑制广谱噪声和在ADC之前抗混叠的双重任务，两者都要求低通滤波器的通带尽可能平坦，滚降速率越快越好，以便获得较高的信噪比。根据信号特点，选用巴特沃斯型三阶滤波器，截止频率选100 Hz。具体设计见图7，仿真曲线和实验数据曲线见图8(a)、(b)。

4 结束语
    本课题隶属于广西壮族自治区教育厅科研项目：《高性能数字化脑电诊断和监护机的研制》(桂科教研[2004]20号)。由于脑电信号十分微弱并存在较强的干扰，因而使得测量比较困难，通过对电路结构的精心设计和选用新器件，可以克服脑电信号提取中常遇到的一些困难，使前置放大器具有较高的共模抑制比，从而能够较好地放大检测出的脑电信号。在设计的过程中，通过Pspice仿真软件有助于电路的设计和调试。如果再结合数据采集电路并通过USB接口，就能够实现脑电信号在上位机的显示、分析等功能，从而实现对脑电信号的实时监测，使之具有比传统脑电设备更好的性能。
    脑电信号属于一种比较微弱的人体生理电信号，通过适当的改进，该电路也可以用于测量其他人体生理电信号或其他微弱信号。