基于TPS54310的SOC电源电路设计

1 TMS3320DM64xx系列SOC对电源的要求
    TMS3320DM64xx系列SOC是应用于数字视频的片上处理平台，具有DSP与ARM双核结构，需要内核与I／0两种电源，而内核电源又分为CVDD(1．2V)和CVDDDSP(1．2V)，I／0电源分为DVDDl8(1．8V)，DVDDR2(1．8V)，DVDD33(3．3V)。由于通常TMS3320DM64xx用于嵌入式系统中，因而，电源电路设计不仅要考虑电压的精度、稳定度和外围电路的复杂度等问题，还要考虑低功耗问题，另外根据设计工艺，为了保证芯片正常工作，在系统上电、关机及稳压操作时，对这几种电源还有一定的排序要求，如果违反该要求，可能降低器件的性能或永久损坏器件。
    图1(a)、图1(b)分别显示的是内核电源之间以及内核电源与I／0电源之间的上电时序。内核电源的上电时序依赖复位时选择的DSP启动模式：如果DSP初始化模式被配置为自启动模式，要求两个内核电源同时上电；如果DSP被配置为主机启动模式(即ARM启动DSP)，要求两个内核电源分别上电，CVIDD优先于CVDDDSP，而CVDDDSP必须在复位信号开启(关闭)之前上电。如图1(b)所示，I／O电源必须在CVDD电源上电后的100ns内上电，各个I／O电源的上电顺序没有要求。

    根据TMS3320DM64xx SOC的数据手册，内核电源的最大电流为767mA，而I／O电源的最大工作电流是102 mA，参考TI提供的相关方案分析得出，性能优越的TPS543lx(x=0，l，2，3，4，5，6)系列DC／DC调节器符合系统设计要求，其中，TPS54310的输出可调，而没有内部补偿功能；其它芯片的输出不可调，而具有内部补偿。尽管具有内部补偿的芯片能够节约电路板空间并减少芯片总量，但由于多种型号芯片共存会引起调试难度的增大，故采用具有可调输出特性的TPS54310以降低系统调试难度。

2 TPS54310特性分析
    TPS54310是一款开关电源调节器，其功能原理图如图2所示，能够实现低电压输入和高电流输出(输入电压范围为3～6V，输出电压在0．9~3．3V之间可调，输出电流为3A)；内部具有电压误差放大器，能够提高瞬态响应条件下的工作性能；可以分别从内部或外部设置慢启动方式；其良好的电源输出特性可用于处理器／逻辑复位、故障信号检测和连续电源。
    通过配置相应管脚或对内部编程可以实现以下功能。

2．1 灵活控制器件的启动／关断特性
    上电过程中，当输入电压不够时，将内部电路置于静止状态，器件不工作；输入电压开始等于并超出正常的起始门限(2．95V)时，激活内部电路，控制器件开始工作。电压稳定后，当输入电压幅度再次降低到关闭门限(2．8V)时，器件停止工作。另外，由于内部比较器的滞后作用和2．5μs上升与下降沿抗尖峰电路的存在，降低了由于混入输入电压内的噪声而引起器件瞬间关断的可能性。
2．2 自定义启动时间
    通过在SS／ENA(慢启动／芯片使能)管脚和AGND(模拟地)管脚之间加一个小电容(Css)能够达到延长启动时间的目的，延迟时间的计算公式为

   
2．3 设定转换频率
    转换频率可以被设定为固定的350kHz或550kHz内部振荡器频率，也可以被设定为可调的280kHz～700kHz。振荡频率的设定由SYNC和RT管脚共同决定，当SYNC悬空或接地，而RT悬空时，转换频率为350kHz；当SYNC接入大于2．5V的电压，而RT悬空时，转换频率为550kHz；当SYNC悬空，而RT与地之间接入68k到180k之间的电阻时，转换频率为可调的280kHz～700kHz。
转换频率的计算公式为

   
式中：Fsw为转换频率；
    R为端接在RT引脚上的电阻值。
2．4 过电流保护
    判断电流流向，当电流从VIN流向PH时，启动高端场效应管和差分放大器，器件能够感知流经高端场效应管和差分放大器的电流，并将之与过电流门限进行比较，限流操作在每开关周期内进行。当达到限流门限时，高端场效应管会在200ns时间内关断，在吸收电流过量时，由热关断电路进行负载保护。
2．5 热关断
    当温度超出150℃时，使用热关断电路关闭内部场效应管的电源，当温度低于热关断触发点10℃时，器件停止关断状态，并在慢启动电路的控制下重新开始工作。

3 基于TPS54310的SOC电源电路设计
    参考SWIFT De signer软件，设计了基于TPS54310的TMS3320DM64xX SOC的三种电源电路，以3．3V I/O电源电路为例(参见图3)，其主要步骤如下。

3．1 选择转换频率
    由前节的特性分析可知，转换频率分为固定和可调两种。由于SYNC设置的固定频率误差为±20％，不符合SOC系统的高精度要求，因而选用频率可调的方式。
3．2 选择输入电容
    TPS54310的输入端需要一个去耦电容(图3中的C9)和一个大电容(图3中的C1)。去耦电容用于降低器件输入端的高频噪声，选择陶瓷电容并尽量使之与芯片靠近放置以保证完全起作用；大电容用于降低输入总线的电压波动，如果选择的去耦电容足够大(10μF以上)，能够进行足够的滤波，则大电容可以省略。决定是否需要大电容的因素有：
    (1)系统输入电源允许的最大波动值(Vrip)，为保证正常工作，Vrip却应该低于300mVpp，根据式(3)有

   
式中：Vin为没有大电容时的实际最大的峰峰波动电压值；
    IOUT(MAX)为最大的直流负载电流；
    fsw为选择的转换频率，如果Vin值大于Vrip的值，则需要大电容。
    (2)如果加了一个大电容，该电容能够降低在高端场效应管启动时间内产生的电流脉冲所带来的输入电压的变化，而流经大电容的匹配电阻(ESR)的电压也会带来波动，因而要求使用大电容和小匹配电阻。
3．3 选择输出滤波器组件
    输出滤波器组件包括输出电感(图3中的L1)和输出电容(图3中的C2)。选择输出电容需要考虑三个因素：直流额定电压、额定的波动电流和最大的输出波动电压，其直流额定电压至少大于输出电压的10％。
3．4 选择补偿组件
    如图3所示，C7、R3、C6和R5、R1、C8共同构成电路补偿回路网络。当设计补偿时，需要考虑很多因素，首先，根据式(4)检测补偿的误差放大器允许的最大带宽，设计时应该使实际的带宽小于FRW。

    然后，根据式(5)计算所需的的回路交叉频率FCO，FBW的值由式(4)得出。

   
式中：FCO为所需的回路交叉频率；
    LOUT为选择的输出电感。
    最后计算R2，C7、R3、C6和R5、R1、C8的值。首先选择R1和R2的值，这两个电阻值决定了输出电压的值，因而必须是0．1％精度电阻。R1的范围在10kΩ到50kΩ之间，然后根据式(6)计算出指定输出的电压值，再确定R2的值。然后利用式(7)一式(11)选择C7、R3、C6和R5、C8的值。

   
3．5 选择慢启动时间
    由式(1)可知，在SS／ENA管脚上连接的电容使启动延迟了16ms。
    如图3所示，Vin为输入端，Vo为输出端；R2用于决定输出电压的值；100μF的C1和47μF的C9共同构成了输入信号的去耦合器；C7、R3、C6和R5、R1、C8共同构成电路补偿回路网络；L1和C2作为输出信号的滤波器；RT引脚接了一个178kΩ的电阻而SYNC悬空，即内部的转换频率在280kHz到700kHz之间可调，由式(2)可得，

   
    另外，在实际设计中，为了保证输入信号的噪声尽可能小，还应该在电源与输入引脚之间连接一个LC滤波器。
    对芯片的输出特性进行了软件仿真分析，如图4所示，当设定输入电压为5V，输出电压为3．3V，转换频率为280kHz时，其实际输出电压在3．191V到3．358V之间，最大误差为3．3％，具有较高的精度和稳定度；输出电流为3A，具有较强的驱动能力；实际的转换频率在252kHz到300kHz之间，满足系统对电源响应速度的要求；功耗与效率相关，效率越高，在负载功耗一定的情况下，系统总功耗就越低，芯片的最低效率达到91％，完全满足系统的低功耗要求。由上述分析可知，该电路工作性能良好。

    1．2V电源电路和1．8VI／O电路的产生方法与上述方法相同。通过核电源与I／O电源产生电路之间加入延迟电路来保证上电时序的正确性。图5显示的就是以TPS54310为基本核心的多组电路TMS320DM64xx电源的原理图。

4 结语
    以高性能DC／DC调节器TPS54310为核心设计的TMS320DM64xx SOC电源电路，能够提供稳定精准的核电压和I／O电压，外部附加简单的延时电路可以保证正确的上电时序，能够为SOC系统建立可靠的电源电路，正确实现SOC系统的功能。