色散几乎为零，1.6T 的八路波分为什么反而栽在四波混频上

O 波段贴着 1310 nm 的零色散点，常被当成一份礼物：没有色散代价，链路可以做得很简单。同一件事的另一面是，四波混频的相位失配也接近零。8 路 100 GBaud 挤在 800 GHz 间隔上，混频效率从 4% 抬到 98%，每加 1 dB 入纤功率，串扰涨 3 dB，而信号只涨 1 dB。

八路一百吉波特凑出 1.6T

1.6T 的短距方案有一条现成的路：8 个波长，每个波长 100 GBaud 的 PAM4，四电平每符号 2 比特，单通道 200 Gb/s，八路合起来 1.6 Tb/s。波长用 LWDM-8，栅格间距 800 GHz，在 1300 nm 附近折合约 4.5 nm，八路从 1295.56 nm 排到 1327.48 nm。

这个方案的好处是每一路都不用跑到 200 GBaud 那种极端波特率。100 GBaud 对驱动、调制器、探测器的带宽要求都松一档，用现成的 EML 就能做。代价是八个波长要挤在一根光纤里，通道间隔只有 4.5 nm，任何非线性效应都会在相邻通道之间留下痕迹。

等间隔栅格的麻烦在于命中。两个波长 fi 与 fj 的拍频生成 2fi − fj，落点与 fi 关于 fj 对称，间隔正好等于一个 Δf。八路等间隔排列时，这个位置就是相邻通道的中心。混频产物不需要漂移，它生来就冲着信号去。若把栅格做成不等间隔，产物会落在通道之间，代价是波长管理复杂、激光器型号翻倍，运维也不愿意接。

波分系统的非线性主要有两类。自相位调制改变脉冲自身的形状，交叉相位调制让强通道给弱通道加一段相位，这两类都不会产生新的频率。四波混频不一样，两个或三个波长的拍频会生成新的频率分量，落在别的通道上就是串扰。它是否严重，取决于相位失配。

色散小本来是好事

色散在这里扮演了双重角色。作为损伤，它让不同波长的光走不同速度，脉冲在传输中展宽。G.652 单模在 1550 nm 的色散是 17 ps/nm/km，5 km 累积 85 ps/nm；在 1310 nm 附近色散接近零，5 km 只有 2.5 ps/nm 量级。按 100 GBaud 通道 0.56 nm 的占用带宽算，O 波段 5 km 的色散展宽 1.4 ps，不到 0.15 个符号周期，可以当成没有。

所以 O 波段的 IM/DD 链路不需要色散补偿，接收端连均衡器都可以做得很浅。这是 1.6T 短距方案选 O 波段的第一个理由，也是它成本能压下来的原因。

色散在波段内还会变号。G.652 的零色散点在 1310 nm 附近，斜率约 0.09 ps/(nm²·km)，1295 nm 处 D 是负的，1309 nm 处是正的。八路波长横跨 31.9 nm，两端的通道对之间失配较大，中间几对几乎完全匹配。受害最重的不是边上的通道，是中间那几路，因为落在它们身上的产物来自失配最小的波长组合。

问题在于，色散同时是四波混频的刹车。相位失配 Δβ 与色散成正比，写成 Δβ = (2πc/λ²) × D × (Δλ)²，式中 D 是色散系数，Δλ 是参与混频的两个波长间隔。D 趋近零的时候，Δβ 也趋近零，参与混频的三束光在长途传输中始终保持相位关系，混频产物一路累加。零色散让脉冲不变形，也让混频不失配。

图 1　混频效率与间隔、色散系数的关系（依据原文第 2 节绘制）

相位失配决定混频效率

混频效率写成 η = 1 / [1 + (Δβ/α)²]，α 是光纤的衰减系数。这条式子的含义很直接：相位失配远小于衰减时，η 接近 1，每一段光纤产生的混频产物都能同相叠加；相位失配远大于衰减时，不同位置的产物相位互相抵消，η 按平方反比掉下去。

把数字代进去。1300 nm 处取 D = 0.5 ps/nm/km，间隔 4.5 nm，Δβ 算出来 0.0113 /m；衰减 0.35 dB/km 折成 0.0806 /m。两者之比 0.14，η 是 0.98。同样的间隔放到 1550 nm，D = 17 ps/nm/km，Δβ 涨到 0.384 /m，之比 4.8，η 掉到 0.042。

有效长度也一起算。5 km 光纤衰减 1.75 dB，按 Leff = (1 − e^(−αL))/α 得 4.1 km，接近几何长度，说明混频几乎在整个跨段上都在累加，没有在末端自动停住。

一个 98%，一个 4.2%，差 23 倍。这并不是说 C 波段没有四波混频，而是说在同样的功率与间隔下，它的产物功率低一个数量级以上。O 波段把这个天然的抑制机制交了出去。

相干长度也能说明同一件事。L_coh = 1/Δβ，O 波段是 88 m，C 波段是 2.6 m。前者远小于 5 km 的跨段长度，混频在整个跨段里持续累加；后者只有几十米就失配一次，产物不断被抵消。

九成八与百分之四

98% 的效率落到功率上是什么量级，要看入纤功率。每通道 0 dBm，即 1 mW，八路合起来 8 mW。四波混频产物的功率与三束输入功率的乘积成正比，两束泵浦加一束信号的情况下按三次方走。

0 dBm 这个上限还有器件一侧的原因。EML 的输出功率在 0 dBm 到 +3 dBm 之间，想再高就得加半导体光放大器，而 O 波段没有成熟的掺铒放大器可用。半导体光放大器的噪声系数在 6 dB 以上，串在发射端等于先把 OSNR 吃掉一截，再谈非线性就没有意义了。所以这里的功率预算不是保守，是器件能给的就这么多。

每加 1 dB 入纤功率，信号涨 1 dB，混频产物涨 3 dB，串扰比因此按每分贝 2 dB 的速度恶化。这个斜率是四波混频最不好对付的地方：想靠加功率换信噪比，代价是串扰恶化得更快。

把两条曲线画在一起，最优功率就在交点上。若 0 dBm 时串扰比是 30 dB、接收 OSNR 是 32 dB，抬到 +1 dBm 串扰比掉到 28 dB，OSNR 涨到 33 dB，系统反而被串扰卡住；降到 −1 dBm 串扰比回到 32 dB，OSNR 掉到 31 dB，被噪声卡住。交点落在 −0.7 dBm 附近，这也是工程上入纤功率普遍压在 0 dBm 以内的原因。

评估这件事不能只看一条标称光纤。零色散波长在成缆后有几纳米的批次偏差，入纤功率随通道数变化，连接器每次插拔的损耗都不一样，机房温度还会让激光器波长漂几十皮米。把这些参数按各自的分布抽样，逐个样本算能否闭环，再统计有多大比例的场景不达标，得到的数才是链路的中断概率。论文走的就是这条路，比拿最坏情况算一遍更接近现场。

图 2　入纤功率与串扰比、OSNR 的兑换（依据原文第 3 节绘制）

间隔、功率与零色散波长

三条路都试过，能走通的只有一条。第一条是把间隔拉开。间隔从 4.5 nm 拉到 9 nm，Δβ 按平方涨 4 倍到 0.045 /m，与 α 的比值从 0.14 升到 0.56，η 只从 0.98 降到 0.76。想把 η 压到 0.5，间隔得到 12 nm 以上，八路排下来 84 nm，O 波段的可用窗口根本装不下。

第二条是动色散。把工作点从零色散点挪开，D 从 0.5 抬到 1.5 ps/nm/km，η 掉到 0.85；要掉到 0.5，D 得做到 3.5 ps/nm/km，那已经不算零色散波段，色散代价跟着回来，5 km 累积 17.5 ps/nm，按 0.56 nm 通道宽算是 9.8 ps，接近一个符号周期。

第三条是把功率降下来。这一条最有效，因为产物按输入功率的三次方走，每降 1 dB 入纤功率，串扰改善 2 dB，OSNR 亏 1 dB，净收益 1 dB。边际收益递减，但在 0 dBm 附近还有空间。

所以 1.6T 的 O 波段方案能成立，靠的不是把非线性消掉，而是把功率、间隔、距离三样都压在一个窄窗口里：间隔 800 GHz 不动，入纤功率不超过 0 dBm，跨段 5 km 以内。这个窗口不是优化出来的最优点，是三条约束互相顶住之后剩下的那一小块空间。再远就得换相干，用更强的信号处理把色散和非线性一起算进去，代价是每通道的功耗和成本翻几倍。

一句话：零色散省下的是均衡器，交出去的是混频抑制。

内容来源：Photonics（MDPI，CC BY 4.0 开放获取）

原文标题：Design Considerations for 1.6 Tbit/s Data Center Interconnects: Evaluating IM/DD and Coherent Transmission over O-Band Transmission Window

作者：Adrian A. Juarez, Yanjun Zhu, Xin Chen, Ming-Jun Li

DOI 或链接： https://doi.org/10.3390/photonics11121179

配图说明：自行绘制，为原理示意，非原文原图复制

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来源：21ic电子网