电源提示：多相转换器中的输出电容器放置

输入旁路电容器和输出电容器在所有降压转换器中扮演着截然不同的角色——无论是否同步。但在大电流、多相应用中，对类似角色的错误假设会严重影响设计性能。许多设计人员认真努力使两组电容器尽可能靠近主电源开关或集成转换器。

在降压转换器中，最高和最快的开关电流出现在由输入电容器、高端降压 FET 和低端二极管或同步整流器组成的环路中。至关重要的是，所有这 3 个元件都创建了最短的环路，以最大限度地减少开关元件上的高频 (50-200 MHz) 辐射噪声和峰值电压。在多相应用中，对于每一相来说，开关元件和输入旁路电容器都必须创建可行的最小环路。然而，功率级本身可以出于散热目的而在一定程度上分散开来，只要每个级都将其输入电容器保持在附近。

当电流以每纳秒几安培的速度切换时，输入电容器与功率级之间的任何距离都会导致大量的辐射发射并增加开关本身的电压应力。

另一方面，来自功率级的电流被输出电感器显着平滑，使得电流与时间的最大变化通常小于1/100在输入电容器中。这表示给定电流环路的峰值场强降低了 40 dB 以上。输出电容器的主要目的是减少负载接口处的纹波，并在负载瞬态的情况下为负载提供低源阻抗。功率级和输出电容器之间的杂散电感不会破坏此功能。功率级和输出电容之间路径中的任何杂散电感都会被添加到主输出电感的电感中。只有当路径电感占主电感的很大比例时，才会在相位之间的电流平衡中看到任何可测量的效果。因此，输出电容器与功率级的接近程度并不重要。

输出电容器的关键在于它们能够消除相位之间的纹波，以减少峰峰值纹波。这些电容器需要彼此相邻并在一个区域中才能实现这一点。早期的多相布局(我的和其他的)每个相的输出电容器都靠近功率级。在测量这些输出电容器的纹波时，我发现它比预期的要高得多，并且处于每个相位的开关频率，而不是预期的开关频率乘以相数。这是因为相间路径的电感迫使每相的纹波电流主要流向最接近该相的电容器。

在我做的早期设计中，我在每相上都有电容器组，在 300 kHz(开关频率)下具有 3 毫欧阻抗。通过良好的设计实践，相之间的一英寸路径可以减少到大约 1 nH。在 300 kHz 时，1 nH 为 2 毫欧阻抗，从而破坏了输出端开关频率基波的假定抵消。对于多于两相的设计，其中包含在电感器电流锯齿中的 300 kHz 开关频率的谐波也被假定为被消除，增加的电感阻抗甚至更差。例如，对于 4 个相位，每个相位为 300 kHz，所有低于 1200 kHz 的谐波都需要被消除。

另一方面，由于输出电容器都在一个区域中，增加的路径电感会被添加到每相的主电感的电感中。然而，这个 1 到 5 nH 的电感远小于这些主电感的值，甚至远低于这些电感的容差。因此，路径长度不平衡的影响将明显小于电感容差引起的不平衡。

6 相 PMBus 电源参考设计PMP9738就是一个很好的电容布局示例。输出电容器位于电路板的顶部和底部，以保持它们靠近。从测试报告第 2 页上的动态阶跃负载响应波形来看，即使在 250A 负载下，开关频率纹波也远低于 10 mV 峰峰值。

下面是先前 6 相设计的输出纹波，具有相同的控制器和功率级，每个相都有自己的电容器。每个相位以 600 kHz 运行。纹波处于相同频率且超过 20 mV pp。

现在PMP9738具有相同的 6 个相位，每个相位都处于较低的 300 kHz 以提高效率：纹波现在低于 7mV pp。但是，即使所有电容器都靠在一起，消除也不是完美的。实际上，当输出纹波低于 10 mV pp 时，将相数增加到 3 以上并不会进一步降低纹波，因为仅启用 3 到 5 相的输出显示出类似的纹波。

将输出电容器保持在一起可以显着降低输出纹波，即使在使用较低开关频率来提高效率时也是如此。