电压调节器的负载瞬态响应测试，第二部分

双极晶体管

图 8中的电路大大简化了先前电路的环路动态，并消除了所有交流微调。主要的权衡是速度减半。该电路类似于图 6中的电路，不同之处在于 Q 1是双极晶体管。双极型大大降低的输入电容允许 A 1驱动更良性的负载。这种方法允许您使用具有较低输出电流的放大器，并消除了适应图 6的 FET 栅极电容所需的动态调整。唯一的调整是 1-mV 调整，您按照描述完成。您可以以电路复杂性为代价来消除这种微调。除了速度降低两倍之外，双极晶体管还由于其基极电流而引入了 1% 的输出电流误差。您添加 Q 2以防止在没有稳压器电源时出现过多的 Q 1基极电流。该二极管可在任何情况下防止反向基极偏置。

图 8该电路与图 6 相匹配，但带有一个双极晶体管。Q 1减小的输入电容简化了环路动态，消除了补偿元件和微调。权衡是速度减半和基极电流引起的 1% 误差。

闭环电路性能

图 9和图 10显示了两个宽带电路的操作。基于 FET 的电路(图 9)只需要 50-mV A 1摆幅(迹线 A)即可强制迹线 B 的平顶电流脉冲通过 Q 1的边沿为 50-ns 。图 10详细介绍了基于双极晶体管的电路的性能。取自 Q 1基极的迹线 A 上升小于 100 mV，导致迹线 B 干净的 1A 电流通过 Q 1传导。该电路的 100 纳秒边沿大约比更复杂的基于 FET 的版本慢两倍，对于大多数实际的瞬态负载测试来说仍然足够快。

图 9图 6 的闭环负载测试仪阶跃响应快速而干净，显示出 50 纳秒的边缘和平坦的顶部。(Q 1的电流为迹线 B。) A 1的输出(迹线 A)仅摆动 50 mV，允许宽带操作。由于电压和电流探头时间偏移，迹线 B 的呈现略有延迟。

图 10图 8 的双极输出负载测试仪响应比 FET 版本慢两倍，但电路更简单，无需补偿微调。迹线 A 是 A 1的输出，迹线 B 是 Q 1的集电极电流。

负载瞬态测试

这些电路允许快速和彻底的电压调节器负载瞬态测试。图 11使用图 6的电路来评估 LT1963A 线性稳压器。图 12显示了调节器对迹线 A 的不对称边沿输入脉冲的响应(迹线 B)。LT1963A 带宽内的斜坡上升沿导致迹线 B 的平滑 10mV pp 偏移。远在 LT1963A 通带之外的快速后沿会导致迹线 B 的突然中断。C OUT提供的电流太少，无法维持输出电平，并且在稳压器恢复控制之前会产生 75-mV-pp 的尖峰。在图 13，一个 500-mA pp、500-kHz 噪声负载，模拟大量不相干负载，馈送到迹线 A 中的稳压器。此频率在稳压器的带宽内，并且迹线 B(稳压器输出)中仅出现 6 mV pp 的干扰. 图 14保持了相同的条件，只是噪声带宽增加到 5 MHz。这种增加超过了调节带宽，导致超过 50-mV pp 误差，增加了八倍。

图 11这款具有 LT1963A 稳压器的闭环负载测试仪可为各种电流和负载波形提供负载测试。

图 12图 11 中的电路响应(迹线 B)对非对称边沿脉冲输入(迹线 A)。LT1963A 带宽内的斜坡前沿导致迹线 B 的平滑 10-mV-pp 偏移。LT1963A 带宽之外的快速下降沿会导致迹线 B 的 75-mV-pp 突然中断。为了清晰起见，照片强化了痕迹的后半部分。

图 13稳压器带通内的 500-mA-pp、500-kHz 噪声负载(迹线 A)在迹线 B 的稳压器输出端仅产生 6-mV 伪影。

图 14该波形与图 13 的条件相同，只是噪声带宽增加了 5 MHz，超过了稳压器的带宽并导致 50-mV-pp 的输出误差。

图 15显示了当您向稳压器提供 0.2A、直流偏置、扫描、直流至 5MHz、0.35A 负载时会发生什么。稳压器输出阻抗随频率的上升导致误差随频率变化而上升。该信息允许确定调节器输出阻抗与频率的关系。

图 15扫频、直流至 5MHz、0.2A 直流负载上的 0.35A 负载会导致稳压器的输出阻抗随频率升高并相应增加输出误差。