在 1000 V 反激式变压器中驱动高压硅 FET

[导读]800 V 汽车系统可使电动汽车性能更强大，一次充电即可行驶超过 400 英里，充电时间最快可达 20 分钟。800 V 电池很少在 800 V 的准确电压下运行，最高可达 900 V，而转换器输入要求高达 1000 V。

800 V 汽车系统可使电动汽车性能更强大，一次充电即可行驶超过 400 英里，充电时间最快可达 20 分钟。800 V 电池很少在 800 V 的准确电压下运行，最高可达 900 V，而转换器输入要求高达 1000 V。

1000 V 型应用面临许多电源设计挑战，包括场效应晶体管 (FET) 的选择，以及需要为 >1,000 V 硅 FET 提供足够强大的栅极驱动，而硅 FET 的栅极电容通常比碳化硅 (SiC) FET 更大。SiC FET 的优势在于总栅极电荷低于具有类似参数的硅 FET;然而，SiC 的成本通常较高。

您会发现硅 FET 被用于诸如德州仪器 (TI) 350 V 至 1,000 V 直流输入、56 W 反激式隔离电源参考设计等设计中，该设计将两个 950 V FET 级联到 54 W 初级侧调节 (PSR) 反激式中。在低功率通用偏置电源 (<10 W) 中，可以在 TI 的三输出 10W PSR 反激式参考设计中使用单个 1,200 V 硅 FET ，这是本电源技巧的重点。

该参考设计可作为牵引逆变器隔离栅极驱动器的偏置电源。它包括一个宽输入(60 V 至 1000 V)PSR 反激式转换器，具有三个隔离的 33 V 输出、100 mA 负载，并使用 TI 的UCC28730-Q1作为控制器。图 1显示了 UCC28730-Q1 数据表，其最小驱动电流为 20 mA。

图 1 UCC28730-Q1 的栅极驱动能力，最小驱动电流为 20 mA。

挑战在于，1,200 V 硅 FET 将具有非常大的输入电容 (Ciss)，在 100 V VDS 时约为 1,400 pF，是同等额定值的 SiC FET 的 4 倍。

由于 UCC28730-Q1 的栅极驱动相对较弱，因此根据公式 1估算，主 FET 的开启时间约为 840 纳秒。

图 2显示，随着 FET 栅极 - 源极电容 (C GS ) 和栅极 - 漏极电容 (C GD ) 的增加，它会消耗调节转换器输出电压所需的初级 FET 的导通时间。

图 2 FET 导通和关断曲线，随着 FET C GS和 C GD 的增加，它会消耗调节转换器输出电压所需的初级 FET 的导通时间。

图 3通过查看直接驱动主 FET 的 UCC28730-Q1 的栅极电压显示了这种做法的不良影响。在此示例中，完全打开 FET 大约需要 800 ns，栅极达到其标称电压需要 1.5 µs。当电压达到 400 V 时，当控制器决定关闭 FET 时，它仍在尝试为 C GD充电。在 1,000 V 时，情况更糟，C GS在关闭前仍在充电。这表明，随着输入电压的增加，控制器无法输出完整的导通脉冲，因此转换器无法加电至标称输出电压。

图 3 UCC28730-Q1 的栅极电压随着输入电压的增加直接驱动初级 FET。

为了解决这个问题，您可以使用一个由两个低成本双极结型晶体管组成的简单缓冲电路，如图4所示。

图 4简单的 N 沟道 P 沟道 N 沟道、P 沟道 N 沟道 P 沟道 (NPN-PNP) 射极跟随器栅极驱动电路。

图 5显示了初级 FET 的栅极电流波形，并演示了缓冲电路能够实现大于 500 mA 的栅极驱动电流。

图 5 PMP23431 的栅极驱动缓冲器电流波形，表明缓冲电路能够实现大于 500 mA 的栅极驱动电流。

如公式 2所示，这将充电时间缩短至 33 纳秒，与仅使用控制器的栅极驱动相比，充电速度提高了 25 倍。

PSR 反激式架构通常需要最小负载电流才能保持在调节范围内。这有助于增加导通时间，转换器现在可以在 1000 V 下达到其最小负载要求，如图6所示。转换器的整体性能在PMP23431 测试报告中，图 7显示了主 FET 上具有恒定脉冲的开关波形。在 1,000 V 下，最小负载要求为，导通时间约为 1 µs。如果没有这个缓冲电路，转换器就无法达到 1,000 V 输入。