高频谐振转换器设计注意事项

高频谐振转换器设计考虑因素包括组件选择、寄生参数设计、同步整流器设计和电压增益设计。本电源技巧重点关注影响开关元件选择的关键参数，以及高频谐振转换器中变压器绕组内电容的影响。

过去十年宽带隙 (WBG) 器件的商业化使得功率转换器能够在更高的频率下运行，从而实现更高的功率密度。高性能电源刚刚开始包含 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化镓场效应晶体管 (FET)，因为它们的输出电容 (C oss )、栅极电荷 (Q g )、导通电阻 (R DS (on) ) 和反向恢复电荷 (Q rr )，在相同击穿电压水平下均低于(或不存在)硅或硅超结 FET。较低的 Q g会降低所需的驱动功率 – Pdrive = Vdrive QgFsw – 较低的 R DS(on)可减少传导损耗，其中 Vdrive是驱动电压，Fsw是FET 开关频率。除了 Q g和 R DS(on)之外，在选择高频转换器中的元件时，考虑 C oss和 Q rr也很重要。

在如图 1所示的电感-电感-电容串联谐振转换器 (LLC-SRC) 等谐振转换器中，谐振回路中的电流对 FET 的 C oss进行充电/放电(图 2 中的状态 1)，以便实现零电压开关(ZVS)。 ZVS 意味着 FET 漏源电压 (V DS ) 在其栅极电压变高之前达到零。因此，较低的 C oss可以在相同谐振回路电流水平下实现更短的死区时间，以实现 ZVS。更短的死区时间意味着初级侧谐振回路和 FET 上的占空比更大以及更低的均方根 (RMS) 电流，这意味着更高的效率以及以更高的开关频率运行转换器的能力。

图1 LLC-SRC

为了实现 ZVS，FET 的体二极管总会有一段时间导通电流——图 2中的状态 2 。如果 FET 具有 Q rr并在体二极管仍传导电流时再次导通，则 FET 本身将产生反向电流以对 Q rr进行放电，并导致硬开关和高压应力 - 可能会损坏 FET。

图 2 LLC-SRC 的开关转换

图 3说明了如图 1 所示的 LLC-SRC 启动过程中的这种硬开关现象。当 FET Q 2首先传导电流时，电感器电流 I PRI就会建立。然后电流 I PRI通过 FET Q 1通道和体二极管传导。在不允许电流反向流动的情况下，FET Q 2再次导通。由于Q rr的存在，FET Q 1自产生反向电流对Q rr进行放电，从而产生高电压应力。

图 3由于 Q rr导致的硬开关

在高频谐振转换器中，谐振回路阻抗通常比低频谐振转换器中的谐振回路阻抗低得多。因此，高频谐振转换器的启动浪涌电流预计会更高。以图 1 中的 LLC-SRC 为例，当输出电压为零(启动时的初始条件)时，Q 2首次导通时限制启动电流的唯一阻抗是 L r ——LLC-SRC 中的串联谐振电感。源代码。高效率和高频谐振转换器设计，特别是总线转换器，通常最小化L r以提高效率。 L r值越小，相同启动频率下启动电流越大，更容易受到 Q 的影响rr相关的硬切换。因此，在高频谐振转换器中使用低 Q rr FET至关重要。

利用 WBG 器件的上述优点，可以在兆赫兹范围内运行隔离谐振转换器，这比传统隔离电源快 5 至 10 倍。在这个“高频”领域，许多曾经在转换器设计过程中被认为“可以忽略不计”的参数不再可以忽略不计，例如变压器绕组内电容器。

在传统的谐振转换器设计过程中，设计者必须确保谐振回路中存储的能量高于FET C oss中存储的能量，以便C oss耗尽谐振回路中存储的能量以实现ZVS。以图 1 所示的 LLC-SRC 为例，公式 1 确保了该不等式的有效性：

其中 I Lm是磁化电感器 L m的峰值电流，V in是 LLC-SRC 的输入电压。通过将电感器的欧姆定律应用到 L m ，方程 1 可以重写为方程 2 ：

其中 n = N p :N s1(假设 N s1 = N s2)是变压器匝数比，V out是输出电压。

当谐振转换器设计需要覆盖较宽的工作范围和保持时间时，L m通常远小于公式 2 右侧的值，以保持 L n = L m /L r较低(应用以下公式中的 L n值)：闭环 LLC-SRC 设计中的 4 至 10)。当总线转换器等谐振转换器设计需要高转换器效率时，最大化 L m可降低初级 RMS 电流，从而降低传导损耗。在这种情况下，L m值将接近等式 2 右侧的值。然而，等式 2 仅代表理想变压器的理想条件。在实际变压器中，许多参数都会影响 Coss充放电能力。最关键的参数是绕组内电容。

图 4显示了 LLC-SRC 开关瞬态期间的简化电路模型，其中 L m (I Lm ) 上的电流对 C eq (与谐振电容器Cr串联的两个 FET 的C oss)进行放电，假设Cr为电压源。如果没有变压器绕组内电容 (C TX )，则所有 I Lm都会变为 C eq并且公式 2 有效。但由于 C TX的存在，一些 I Lm必须进入 C TX来改变变压器绕组极性，从而降低了 C oss放电能力，并产生失去 ZVS 的可能性。因此，必须通过保持初级绕组层与每层之间的距离以及次级绕组的层距来保持较低的C TX 。

图4变压器绕组内电容器的影响

确定 L m值的经验法则是仅使用通过公式 2 计算出的最大 L m值的一半，因为在实际构建变压器之前通常很难预测 C TX值。在具有 400V 输入的转换器中，C TX通常落在 22 pF 至 100 pF 的范围内。一旦变压器结构固定，在电路仿真中对 C TX进行建模也非常有用，以确保足够低的 L m并留有余量。