如何设计高压DCM逆变电荷泵转换器

先进驱动协助系统中的偏置传感器、声纳应用的超声波传感器和通信设备需要低电流负高压。回弹、逆变、逆变等转换器都是可能的解决方案,但会受到体积大的变压器(逆变和逆变)的影响,或控制器的输入电压(逆变)限制其最大负电压。在这个电源提示中,我将详细描述一个转换器的操作,该转换器对一个单电感与一个在不连续传导模式(DCM)中运行的逆变电荷泵(DCM)。与地面参考提升控制器,可以产生一个大的负输出电压系统成本较低。

图1 展示了一个简化的电力阶段示意图。请注意,这个示意图不同于传统的倒转式桶式升转器,它在V之间"漂浮"控制器。 −V 在外面 .最大值-V 在外面 可达到的最大值是减去 最大输入电压.这将使几乎不可能找到一个控制器,能够驱动输出电压在-100V或以上的n通道场效应晶体管(FET)。

图1 感应器驱动逆变电荷泵的简化功率级

电路的运行可以分为三个间隔( 图2 )。在第一阶段,FET在值班周期(d)期间使用,适用于V 在…中 通过电感,允许电流从零上升,储存能量。但是,在上一个周期,C1(保持大约等于V的电压) 在外面 )已耗尽多余的储存能量,与首被告及次被告背道而驰。这就是为什么首被告、次被告和C1在此间隔中没有显示的原因。提供所有负载电流。

在下一个区间,d',FET关闭,电感电流开始放电,导致其电压极性逆转。这大大增加了节点VFET的电压,使C1能够通过D1充电。在此期间,电流向下倾斜,直至D1关闭。然而,由于D1的反向恢复特性,电流在最后关闭前会呈负变化,此时电感电流的斜率会改变,其电压极性会再次逆转。

第三个区间,D',是从C1到C2的能量转移发生的时间。当D1停止导电时,电感电压被夹紧到V 在…中 因为VFTE节点电压是通过FET的体二极管的电流路径被迫接地的。电流通过D-2,直到在C1和C2之间的电压相等,但电流通过FET的二极管体继续,直到电感器的电流达到零。此时,电感器上的电压崩溃并与电路寄生体共振,直到FET再次打开。

图2 DCM运作的三个阶段

图3 详细说明关键电压和电流波形。DCM操作允许最小的电感,但有更高的峰值电流。DCM操作的电感是在最大工作周期,最小V时确定的。 在…中 以及满负荷。根据控制器数据表仔细检查最大任务周期,但您通常可以选择60%-90%,否则会发生跳跳。更大的电感将把操作推入连续传导模式,因为在下一个开关周期之前电流不会回到零。这就导致使用可能比必需大的电感,需要特别注意防止次谐波振荡。

图3 DCM中的关键电路波形

设计方程

对于DCM操作,方程1满足涉及电感器存储能量的关系:

我在哪里 PK 是峰值电感的电流,是转换器的效率。峰值电感电流等于方程2:

从以下两个方程中,方程3用下列方式表示了责任周期(d):

自V以来 在…中 电感器上的电压是不是 PK 是不是电感电流在任务周期D结束时,用方程2代替方程3,产生方程4和5:

平均负载电流是由方程6和方程7的几何关系确定的:

将方程2替换为方程7提供了方程8:

这一期间的剩余部分被定义为D'',即当能量转移到C2和剩余的电感电流放电到零(方程9)时:

图4 给出了一个用双电压器实现该转换器的示意图,它允许每个功率级组件的电压应力等于全输出电压的一半。这提供了更广泛的组件选择。在这个应用程序中,电感被计算为输出电压的一半,但是是负载电流的两倍。

图4 带双电压和平移电流镜的感应驱动逆变电荷泵

该转换器提供了一个小型的单感应器解决方案,以产生一个大的负电压。此外,它允许使用一个廉价的地面参考提升控制器来驱动一个n通道FET。