基于LLC谐振拓扑的240W通讯电源设计
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引言
谐振变换器因其可满足开关电源的高开关频率、高变换效率和高功率密度等发展趋势,近年来得到了广泛关注。串并联谐振拓扑LLC充分利用变压器的寄生参数做为电路结构中的一部分，从而降低了变压器的设计难度。通过谐振电感，谐振电容，以及励磁电感的多谐振方式可以比较容易地实现开关管的零电压开通和零电流关断,从而大大降低开关管的导通损耗。开关管的损耗是提高开关电源频率的瓶颈，实现开关管的软开通就意味着可以提高开关频率，从而降低磁性器件的体积以及输出滤波电容。以便为开关电源的小型化及高功率密度提供可能。
1 LLC半桥的原理分析
基于半桥的LLC谐振拓扑在一个周期内可工作于4种模式。图1所示是LLC变换器电路的拓朴结构及频域模型。当图中的两个开关管都处于关断状态，次级整流管未开通，励磁电感、串联谐振电感、串联谐振电容以及两个开关管的寄生电容Coss发生谐振时为模式一。此时在谐振的过程中，上管寄生电容Coss1肉放电，下管寄生电容Coss2也放电。当Coss1放电完毕时，模式二开始工作，从而为上管的软开通创造了条件;而在模式二时，上管导通，下管关断,整流管D1开通，励磁电感被输出电压钳位而不参与谐振。此模式下的输出能量由输入电源提供，同时励磁电感也被储能。此时其谐振频率为：
当电路处于工作模式三时，上下管都关断，次级整流管也关断，励磁电感参与谐振，此时的谐振频率为：
此模式下的输出能量由次级输出滤波电容提供。谐振过程中，上管寄生电容Coss1充电，下管寄生电容Coss2放电，这就为工作模式四时下管的零电压开通创造了条件。当下管寄生电容放电完毕，工作模式四便宣告开始;在工作模式四，上管关断，下管导通，励磁电感被输出电压钳位，不参与谐振，谐振频率与工作模式二相同。此模式时的输出能量由串联谐振电感以及谐振电容提供，串联谐振电感能量释放完毕后,此模式结束。
2 LLC变换器模型的建立及幅频特性分析
在图1中，图1(a)是一个典型的LLC变换器电路拓扑。若将次级负载等效到初级，那么，所得到的LLC变换器正弦稳态分析频域模型如图1(b)所示。
若谐振腔的输入电压为Vin,谐振腔的输出电压为Vout。”,那么，其谐振网络的小信号增益为：
另外，在不同的K、Q下，相同频率对应的曲线斜率也不同，斜率越大，则
越大，也就是说,较大的输入电压范围改变只对应较小的频率改变，这种状态下,输入电压的动态范围较宽。表1所列是K值的大小及其优缺点对比表。表2所列则是Q值的大小及其优缺点的对比情况。从表1和表2可以清楚地看出，K和Q对电路的影响。图2所示为LLC谐振电路的归一化幅频特性曲线。
3 时域仿真及测试
基于本文讨论，可对谐振腔参数值形成一个定性的认识，然后再根据经典公式并结合时域仿真，就能确定最终的参数值。本文作者就据此制作了一台240W样机。样机的主要参数为：输入电压240〜300VDC(标准输入电压为270V)，输出电压48V,谐振频率90kHz,最大开关频率为180kHz,死区时间为200ns。
通过时域仿真优化可以得到最终参数设计值,其中串联谐振电感值为50/zH,串联谐振电容的值为50nF,励磁电感为150 最后按照这些参数搭建的电路时域仿真模型如图3所示。按照此模型设计的电路能够正常稳定地工作。实际搭建的电路动态响应时间为15ms,负载调整率可达士1%,电压调整率可以达到士0.5%,满载工作效率高达93%。通过示波器观测可得到图4所示的开关管GS及DS波形，由图4可见，开关管GS及DS的波形没有重叠区域，因而可很好地实现软开关。本设计对于上下管可以不做任何散热措施，其温升仅20°C。
4 结语
本文通过基波近似结合时域仿真的方法优化得到了LLC谐振腔的三个重要参数，并且成功地搭建了一台240W的LLC通讯电源，同时很好地实现了半桥拓扑上下两个开关管的软开关。本设计充分发挥了谐振拓扑的优势，事实上，还可以考虑继续提高工作频率以达到更小体积和更高功率密度。
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