高功率密度快充及PD适配器电源结构（1）：有源箝位反激变换器
时间：2021-08-19 15:23:48
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[导读]1、前言快充及电源适配器通常采用传统的反激变换器结构，随着快充及PD适配器的体积进一步减小、功率密度进一步提高以及对于高效率的要求，传统的硬开关反激变换器技术受到很多限制。采用软开关技术工作在更高的频率，可以降低开关损耗提高效率，减小变压器及电容的尺寸降低电源体积，同时改善E...
1、前言
快充及电源适配器通常采用传统的反激变换器结构，随着快充及PD适配器的体积进一步减小、功率密度进一步提高以及对于高效率的要求，传统的硬开关反激变换器技术受到很多限制。采用软开关技术工作在更高的频率，可以降低开关损耗提高效率，减小变压器及电容的尺寸降低电源体积，同时改善EMI性能，从而满足系统设计的要求，特别适合于采用超结结构的高压功率MOSFET或高压GaN器件的高功率密度快充及电源适配器。
传统的硬开关反激变换器功率开关管电压、电流应力大，变压器的漏感引起电压尖峰，必须采用无源RCD吸收电路进行箝位限制，RCD吸收电路的电阻R产生额外的功率损耗，降低系统效率，如图1所示。
如果将RCD吸收电路的电阻R去掉，同时将二极管换成功率MOSFET，这样就变成了有源箝位反激变换器，通过磁化曲线在第一、第三象限交替工作，将吸收电路的电容Cc吸收的电压尖峰能量，回馈到输入电压，从而实现系统的正常工作。
图1：传统的硬开关反激变换器
图2：有源箝位反激变换器
2、有源箝位反激变换器工作原理
非连续模式DCM有源箝位反激变换器电路结构及相关波形如图2、图3所示，图中的各个元件定义如下。
Lm：变压器初级激磁电感
Lr：变压器初级漏感
Lp：变压器初级总电感，Lp=Lm Lr
n：变压器初级和次级的匝比，n=Np/Ns
Q1：主功率开关管，DQ1、CQ1为Q1寄生体二极管和寄生输出电容
Qc：箝位开关管，DQc、CQc为Qc寄生体二极管和寄生输出电容
Do：次级输出整流二极管
Cc：箝位电容
Cr：CQ1、CQc以及其它杂散谐振电容Cto总和，Cr=CQ1 CQc Cto
Cc1：Cc1=Cc CQ1 Cto
Vsw：Q1的D、S两端电压
Vin：输入直流电压
Vo：输出直流电压
VC：箝位电容电压
每个开关周期根据其工作状态可以分为8个工作模式，各个工作模式的状态及等效电路图分别讨论如下。
图3：有源箝位反激变换器波形（非连续模式DCM）
（1）模式1：t0-t1
在t0时刻，Q1处于导通状态，Qc、Do保持关断状态。Lp两端所加的电压为Vin，Lp激磁，其电流从0开始，随着时间线性上升。
图4：模式1（Q1导通，Qc、Do关断）
（2）模式2：t1-t2
在t1时刻，Q1关断，Qc、Do保持关断状态。Q1关断后，Lp和Cr谐振，激磁电流对CQ1充电，对CQc放电，Vsw电压谐振上升。
图5：模式2（Q1、Qc、Do关断）
在t1-t2中间某一时刻tm，对应的Vsw电压为Vin：① t1-tm期间，Lp所加电压为正，其电流谐振上升，但是上升斜率变得缓慢。② tm-t2期间，从tm时刻开始，Lp所加电压为负，其电流谐振下降。
（3）模式3：t2-t3
在t2时刻，Vsw的电压谐振上升到Vin VC，VC=n•Vo，二极管DQc自然导通，Q1、Do保持关断状态。DQc导通后，Lp和Cc1谐振，激磁电流同时对Cc、CQ1充电，Vsw电压、VC电压谐振上升，Lp的电流继续谐振下降。
图6：模式3（DQc导通，Q1、Do关断）
在t2-t3期间任一时刻，开通Qc，由于DQc处于导通状态，其两端电压为0，因此Qc的开通就是零电压开通ZVS。图7：QQc零电压开通ZVS
初级绕组电压：VLm=VC•Lm/(Lr Lm)此过程中，VLm电压小于n•Vo，Do不导通。
（4）模式4：t3-t4在t3时刻，VLm电压谐振上升到n•Vo时，Do导通，Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Do导通后，Lm两端电压箝位在n•Vo，Lm储存能量转移到次级绕组，向输出负载传送，其电流线性下降；同时，Lr和Cc1谐振，Lr的电流同时对Cc、CQ1充电，Vsw电压、VC电压继续谐振上升，Lr的电流谐振下降。
图8：模式4（QQc、Do导通，Q1关断）
（5）模式5：t4-t5
在t4时刻，Lr的电流谐振下降到0，Do、Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Lr的电流下降到0后，Lr和Cc1反向谐振，就是Cc对Lr反向激磁，Cc、CQ1放电，Vsw电压、VC电压谐振下降，Lr的电流从0开始反向谐振上升，到达反向的最大值后继续谐振，其反向电流的绝对值下降，而Lm继续向输出负载释放能量，电流保持线性下降。
图9：模式5（QQc、Do导通，Q1关断）
（6）模式6：t5-t6
在t5时刻，Lm的电流降低为0，Lm电感储存能量全部释放完毕，Do自然关断，Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Do关断后，输出反射电压n•Vo断开，此时，Lm又重新串联进入到谐振回路，Lp和Cc1谐振，Vc电压反向加在Lp，Cc放电对Lp反向激磁，Lm的电流过0后和Lr一起继续反向增加。
图10：模式6（QQc导通，Q1、Do关断）
在Do关断瞬间，Lr的电流有一个高频振荡换流的过程，在这个过程中，Lr的电流快速下降到几乎为0、和Lm电流相等的过程，其中一部分能量转送到输出负载，另一部分能量转移到Lm。
（7）模式7：t6-t7
在t6时刻，关断Qc，Do、Q1保持关断状态。Qc关断后，Lp和Cr谐振，Lp的电流对CQc充电，对CQ1放电。图11：模式7（QQc、Q1、Do关断）
在t6-t7中间某一时刻tn，对应的Vsw电压为Vin：①t6-tn期间，Lp所加电压为负，其电流谐振下降，其反向电流的绝对值进一步增加。②tn-t7期间，从tn时刻开始，Lp所加电压为正，其电流谐振上升，其反向电流的绝对值降低。
（8）模式8：t7-t0
在t7时刻，CQ1放电到0，Vsw电压为0，D1自然导通续流，将Vsw电压箝位到0，Do、Qc保持关断状态。D1导通后，Lp两端所加的电压为Vin，Lp的电流从负值线性上升，其电流绝对值进一步降低，直到降低为0，完成一个开关周期。然后，Lp的电流继续正向激磁，从0开始正向线性上升，开始下一个开关周期。
图12：模式8（D1导通，Q1、Do关断）
在t7-t0期间任一时刻，开通Q1，由于D1处于导通状态，其两端电压为0，因此Q1的开通就是零电压开通ZVS。
图13：Q1零电压开通ZVS
3、 说明讨论
（1）有源箝位软开关反激变换器工作于非连续模式DCM，因此每个周期初级激磁电感的电流要到0。
主功率开关管Q1和箝位开关管Qc配置成半桥的电路结构，只有当Q1（Qc）的寄生体二极管先导通，然后再开通Q1（Qc），才能实现零电压软开关ZVS。
（2）从工作原理可以看到，当Q1关断后开始谐振转换时，谐振环每次只换一个元件，依次的顺序为：Lp/Cr-->Lp/Cc1-->Lr/Cc1-->Lp/Cc1-->Lp/Cr
（3）只要Lp加正电压，起始电流为正，其电流线性增加；起始电流为负，其电流绝对值线性降低；只要Lp上加负电压，起始电流为正，其电流线性下降；起始电流为负，其电流绝对值线性增加。Lp所加的电压有发生正、负转换时，Lp电流的斜率也发生改化。
（4）Lp的负电流的能量并没有传输到输出，它只是为了实现Q1的零电压关断，因此，Lp的负电流形成环流，在变压器中产生铜损、铁（磁）损，同时在回路的电阻中产生导通损耗，影响系统的效率，因此要精确的控制Lp的负电流的大小。
在t7时刻，当Vsw电压为0时，若Lp的电流也为0，其效率最高，实际上这样的条件很难精确的控制。
（5）由于Cc>>CQ1 Cto，因此，Cc1==Cc。相对于开关周期，t1-t2、t2-t3时间非常短。Cc电容足够大，其纹波可以忽略，因此，t1-t6期间，Vsw的电压可以看成基本不变的平台，如下图所示，图中还标出了开关元件导通的顺序、谐振元件依次改变的顺序。
输出二极管换成MOSFET，则为次级同步整流。为了方便驱动，可以将同步MOSFET放在低端，如图所示。
图14：次级同步整流
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快充及电源适配器通常采用传统的反激变换器结构，随着快充及PD适配器的体积进一步减小、功率密度进一步提高以及对于高效率的要求，传统的硬开关反激变换器技术受到很多限制。采用软开关技术工作在更高的频率，可以降低开关损耗提高效率，减小变压器及电容的尺寸降低电源体积，同时改善EMI性能，从而满足系统设计的要求，特别适合于采用超结结构的高压功率MOSFET或高压GaN器件的高功率密度快充及电源适配器。
传统的硬开关反激变换器功率开关管电压、电流应力大，变压器的漏感引起电压尖峰，必须采用无源RCD吸收电路进行箝位限制，RCD吸收电路的电阻R产生额外的功率损耗，降低系统效率，如图1所示。
如果将RCD吸收电路的电阻R去掉，同时将二极管换成功率MOSFET，这样就变成了有源箝位反激变换器，通过磁化曲线在第一、第三象限交替工作，将吸收电路的电容Cc吸收的电压尖峰能量，回馈到输入电压，从而实现系统的正常工作。
图1：传统的硬开关反激变换器
图2：有源箝位反激变换器
2、有源箝位反激变换器工作原理
非连续模式DCM有源箝位反激变换器电路结构及相关波形如图2、图3所示，图中的各个元件定义如下。
Lm：变压器初级激磁电感
Lr：变压器初级漏感
Lp：变压器初级总电感，Lp=Lm Lr
n：变压器初级和次级的匝比，n=Np/Ns
Q1：主功率开关管，DQ1、CQ1为Q1寄生体二极管和寄生输出电容
Qc：箝位开关管，DQc、CQc为Qc寄生体二极管和寄生输出电容
Do：次级输出整流二极管
Cc：箝位电容
Cr：CQ1、CQc以及其它杂散谐振电容Cto总和，Cr=CQ1 CQc Cto
Cc1：Cc1=Cc CQ1 Cto
Vsw：Q1的D、S两端电压
Vin：输入直流电压
Vo：输出直流电压
VC：箝位电容电压
每个开关周期根据其工作状态可以分为8个工作模式，各个工作模式的状态及等效电路图分别讨论如下。
图3：有源箝位反激变换器波形（非连续模式DCM）
（1）模式1：t0-t1
在t0时刻，Q1处于导通状态，Qc、Do保持关断状态。Lp两端所加的电压为Vin，Lp激磁，其电流从0开始，随着时间线性上升。
图4：模式1（Q1导通，Qc、Do关断）
（2）模式2：t1-t2
在t1时刻，Q1关断，Qc、Do保持关断状态。Q1关断后，Lp和Cr谐振，激磁电流对CQ1充电，对CQc放电，Vsw电压谐振上升。
图5：模式2（Q1、Qc、Do关断）
在t1-t2中间某一时刻tm，对应的Vsw电压为Vin：① t1-tm期间，Lp所加电压为正，其电流谐振上升，但是上升斜率变得缓慢。② tm-t2期间，从tm时刻开始，Lp所加电压为负，其电流谐振下降。
（3）模式3：t2-t3
在t2时刻，Vsw的电压谐振上升到Vin VC，VC=n•Vo，二极管DQc自然导通，Q1、Do保持关断状态。DQc导通后，Lp和Cc1谐振，激磁电流同时对Cc、CQ1充电，Vsw电压、VC电压谐振上升，Lp的电流继续谐振下降。
图6：模式3（DQc导通，Q1、Do关断）
在t2-t3期间任一时刻，开通Qc，由于DQc处于导通状态，其两端电压为0，因此Qc的开通就是零电压开通ZVS。图7：QQc零电压开通ZVS
初级绕组电压：VLm=VC•Lm/(Lr Lm)此过程中，VLm电压小于n•Vo，Do不导通。
（4）模式4：t3-t4在t3时刻，VLm电压谐振上升到n•Vo时，Do导通，Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Do导通后，Lm两端电压箝位在n•Vo，Lm储存能量转移到次级绕组，向输出负载传送，其电流线性下降；同时，Lr和Cc1谐振，Lr的电流同时对Cc、CQ1充电，Vsw电压、VC电压继续谐振上升，Lr的电流谐振下降。
图8：模式4（QQc、Do导通，Q1关断）
（5）模式5：t4-t5
在t4时刻，Lr的电流谐振下降到0，Do、Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Lr的电流下降到0后，Lr和Cc1反向谐振，就是Cc对Lr反向激磁，Cc、CQ1放电，Vsw电压、VC电压谐振下降，Lr的电流从0开始反向谐振上升，到达反向的最大值后继续谐振，其反向电流的绝对值下降，而Lm继续向输出负载释放能量，电流保持线性下降。
图9：模式5（QQc、Do导通，Q1关断）
（6）模式6：t5-t6
在t5时刻，Lm的电流降低为0，Lm电感储存能量全部释放完毕，Do自然关断，Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Do关断后，输出反射电压n•Vo断开，此时，Lm又重新串联进入到谐振回路，Lp和Cc1谐振，Vc电压反向加在Lp，Cc放电对Lp反向激磁，Lm的电流过0后和Lr一起继续反向增加。
图10：模式6（QQc导通，Q1、Do关断）
在Do关断瞬间，Lr的电流有一个高频振荡换流的过程，在这个过程中，Lr的电流快速下降到几乎为0、和Lm电流相等的过程，其中一部分能量转送到输出负载，另一部分能量转移到Lm。
（7）模式7：t6-t7
在t6时刻，关断Qc，Do、Q1保持关断状态。Qc关断后，Lp和Cr谐振，Lp的电流对CQc充电，对CQ1放电。图11：模式7（QQc、Q1、Do关断）
在t6-t7中间某一时刻tn，对应的Vsw电压为Vin：①t6-tn期间，Lp所加电压为负，其电流谐振下降，其反向电流的绝对值进一步增加。②tn-t7期间，从tn时刻开始，Lp所加电压为正，其电流谐振上升，其反向电流的绝对值降低。
（8）模式8：t7-t0
在t7时刻，CQ1放电到0，Vsw电压为0，D1自然导通续流，将Vsw电压箝位到0，Do、Qc保持关断状态。D1导通后，Lp两端所加的电压为Vin，Lp的电流从负值线性上升，其电流绝对值进一步降低，直到降低为0，完成一个开关周期。然后，Lp的电流继续正向激磁，从0开始正向线性上升，开始下一个开关周期。
图12：模式8（D1导通，Q1、Do关断）
在t7-t0期间任一时刻，开通Q1，由于D1处于导通状态，其两端电压为0，因此Q1的开通就是零电压开通ZVS。
图13：Q1零电压开通ZVS
3、 说明讨论
（1）有源箝位软开关反激变换器工作于非连续模式DCM，因此每个周期初级激磁电感的电流要到0。
主功率开关管Q1和箝位开关管Qc配置成半桥的电路结构，只有当Q1（Qc）的寄生体二极管先导通，然后再开通Q1（Qc），才能实现零电压软开关ZVS。
（2）从工作原理可以看到，当Q1关断后开始谐振转换时，谐振环每次只换一个元件，依次的顺序为：Lp/Cr-->Lp/Cc1-->Lr/Cc1-->Lp/Cc1-->Lp/Cr
（3）只要Lp加正电压，起始电流为正，其电流线性增加；起始电流为负，其电流绝对值线性降低；只要Lp上加负电压，起始电流为正，其电流线性下降；起始电流为负，其电流绝对值线性增加。Lp所加的电压有发生正、负转换时，Lp电流的斜率也发生改化。
（4）Lp的负电流的能量并没有传输到输出，它只是为了实现Q1的零电压关断，因此，Lp的负电流形成环流，在变压器中产生铜损、铁（磁）损，同时在回路的电阻中产生导通损耗，影响系统的效率，因此要精确的控制Lp的负电流的大小。
在t7时刻，当Vsw电压为0时，若Lp的电流也为0，其效率最高，实际上这样的条件很难精确的控制。
（5）由于Cc>>CQ1 Cto，因此，Cc1==Cc。相对于开关周期，t1-t2、t2-t3时间非常短。Cc电容足够大，其纹波可以忽略，因此，t1-t6期间，Vsw的电压可以看成基本不变的平台，如下图所示，图中还标出了开关元件导通的顺序、谐振元件依次改变的顺序。
输出二极管换成MOSFET，则为次级同步整流。为了方便驱动，可以将同步MOSFET放在低端，如图所示。
图14：次级同步整流
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