大功率软开关移相全桥变换器的研究

摘要：为了解决移相全桥变换器的占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题，提出适用于大功率移相全桥变换器的主电路拓扑，进行了原理分析，完成了1000A大功率直流稳压电源的设计。
关键词：大功率；软开关；DC／DC变换器；起动电源
中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：0219—2713(2005)06一0017()4

0 引言
    文献[1][2]提出的移相ZVS PWM DC／DC全桥变换器的主要缺陷是占空比丢失严重；文献[l][3]提出的移相ZCZVS PWM Dc／DC全桥变换器的主要缺陷是滞后桥臂开关管的电压应力增大，这都不适用于大功率冲击负载和飞机、白行火炮、坦克、导弹等武器装备的起动电源。本文提出了适用于大功率冲击负载的一种移相全桥变换器的电路拓扑，分析了工作原理，完成了1000A直流稳
压电源的设计，给出了实验结果。

l 一种大功率移相全桥变换器

l.1 电路拓扑
    大功率变压器副边串联移相DC／DC全桥变换器的电路拓扑如图1所示。Cb是阻断电容，Lr是上逆变器的漏感。lGBT模块S1～S4控制方式为移相控制，称S1和S3组成的桥臂为超前桥臂，S2和S4组成的桥臂则为滞后桥臂，D1~D4为IGBT模块体内二极管。下逆变器与上逆变器完全一样。

l.2工作原理

    图2给出了该变换器的主要波形。uAB为A、B两点间电压，uCD为c、D两点间电压，Vin为输入直流电压。假设变压器r的原边电流ip方向自下而上为正，阻断电容Cb电压ucb方向为左正右负，C1=C3=C2=C4=Cr，滤波电感(n足变压器原、副边匝比)。在一个丌关周期中，有12种开关模态，各开关模态分析如下。
    1)开关模态O[t0时刻]在t0时刻，S1和S4导通。原边电流i0流经S1、阻断电容Cb、漏感Lr、变压器T原边绕组N1以及S4。整流管DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。原边电流ip给阻断电容CR2充电。输出滤波电感Lf足够大，可以将它看成一个电流源。此时，原边电流ip=Ipo=Io/n，Io是输出负载电流。在to时刻阻断电容Cb电压vCb=Vcb(t0)。

    2)开关模态1[t0,t1]在t0时刻关断S1,ip从S1中转移到C3和C1中，给C1充电，同时C3被放电。在这个时段里，Lf折算到原边的电感n2Lf和漏感Lr串联，而且Lf很大，可以认为i0近似不变，类似于一个恒流源，其大小为ip=Ipo=Io/n。原边电流i0继续给阻断电容Cb充电。C1的电压vc1从零开始线性上升．C3的电压vc3从Vim开始线性下降。有

    
    因此S1是零电压关断。在t1时刻，C3的电压下降到零，S3的反并二极管D3自然导通，从而结束开关模态l0该模态的持续时间为在t1时刻，阻断电容Cb上的电压为

   

    3)开关模态2[t1,t2]导通后，在t′1时刻，开通S3,S3是零电压开通。S3与S1驱动信号之间的死区时间td(lead)>t01,即

   
    在这段时间里，D3和S4导通，A、B两点电压uAB等于零。此时加在漏感上的电压为阻断电容电压vCd而变压器原、副边绕组电压均为零，变压器副边两个整流二极管DR1和DR2同时导通。在这个时段里，虽然滤波电感Lf折算到原边的电感为零，但足由于漏感还是较大，所以原边电流稍微减小，阻断电容电压继续充电。因此，可认为在这个开关模态中，原边电流基本不变，阻断电容电压是线性上升，即

式中：Tn为开关周期；Ds为原边占空比。
    4)开关模态3[t2,t3]在t2时刻，关断S4原边电流ip转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另一方面同时义给C4充电。由于C2和C4的存在，S4的电压是从零慢慢上升的，因此S4是零电压关断。此时vAB=-vC4,而vAB的极性自零变为负。由于整流管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，vAB直接加在漏感Lr及Cb上，因此在这段时间里Lr和C2、C4在谐振工作。原边电流ip和电容C2及C4的电压分别为在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。它的持续时间为

   

    在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。它的持结时间为

                         

    5)开关模态4[t3,t4]在t3时刻，D2自然导通，将S2的电压箝在零，此后就可以开通S2，S2是零电压开通。S2和S4驱动信号之间的死区时间td(lag)>t23，即

                      
    虽然此时S2已开通，但S2不流过电流，i0由D2流通，漏感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压Vin加在谐振电感Lr两端，原边电流ip线性下降。

                 
    到t4时刻，原边电流从ip（t3)下降到零，二极
管D2和D3自然关断，S2和S3中将流过电流。开关
模态4的持续时间为

                             
    S2和S4驱动信号之间的死区时间td(lag)<t24,即
    到t4时刻，原边电流ip从下降到零，阻断电容电压vcb为最大值Vcbp。在这个开关模态中，可认为阻断电容电压vcb基本不变为Vcbp。

    6)开关模态5[t4,t5]在t4时刻，原边电流由正方向过零，并且向负方向增加，流经S2和S4。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在漏感Lr和阻断电容Cb的电压是电源电压Vin，原边电流反向线性增加。

   
    到t5时刻，原边电流达到副边折算到原边的负载电流-Ipo值，该开关模态结束。此时，整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。开关模态5的持续时间为

   

    在这个开关模态中，也认为阻断电容电压vcb基本不变为Vcbp。
    7)开关模态6[t5,t6]从t5时刻开始，原边向负载提供能量，同时给阻断电容反向充电。输出整流管DR1自然关断，所有负载电流均流过DR2在这个开关模态中，有

   
    在t6时刻，关断S3，开始另一个半周期[t6，t12]，其工作情况类似于前面描述的[t0,t6]。
    由以上分析知，阻断电容电压vcb最大值Vcbp近似为

l.3技术特点
    变压器副边串联移相DC／DC全桥变换器的超前桥臂容易实现ZVS，滞后桥臂实现ZVS需要一个最小的负载电流来保证，基本实现软开关，使开关损耗、电磁干扰小，特别是对于冲击负载。副边占空比的丢失明显减小。能承受较大冲击负载电流。功率开关管的数量多，有利于开关管散热设计，以便控制机内温升。

2 l000A直流稳压电源的设计
2.l主要技术指标
    主要技术指标是：额定输入电压为三相三线380(1±15％)V、50Hz，额定输出直流电压为28.5(1±15％)V，额定输出电流为1000A，额定输出功率为30 kW。

2.2 实验结果
    图3给出了移相lOμs时，IGBl、的驱动电压波形。工作周期约为40μs，驱动电压正幅值为+15V、负幅值为一9V，死区时间约为2.3μS。

    图4给出了输出负载1000A时，输出直流电压的纹波。纹波主要频率约为50kHz，高频噪声远小于此频率纹波，纹波的峰一峰值为1．3V。

    图5给出了输出负载l000A时，滞后臂的驱动电压、CE极电压和原边电流的波形。滞后臂的开通、关断是ZVS。
    图6给出了输出负载1000A时，超前臂的驱动电压、CE极电压和原边电流的波形。超前臂的开通、关断是ZVS。
    图7给出了输出负载500A时，主变的副边和原边电压波形。副边、原边电压的过冲较小。图中原边占空比约为0.7，副边占空比丢失约为4μs而知原边最大占空比为0.88，因此，能承受大的冲击负载。

3 结语
    变压器副边串联DC／DC全桥变换器的电路解决了占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题，适用于大功率负载，特别适用于大功率冲击负载。
    1000A直流稳压电源已经应用在飞机设计、试验的过程中，其体积、重量明显减小，电磁兼容性好，输出电压调整率低且无温漂，能承受较大冲击负载电流，特别适合作为起动电源。