教你怎么使用三极管, 对信号进行可控倍数的放大

前几天在录制三极管放大原理的时候，发现自己在做三极管放大的时候，不能够对三极管的放大倍数进行控制。经过了几天的思考与学习，现在终于找到了解决的方案，同时也发现了三极管放大中的一些陷阱。以下为本人这几天的学习总结。

总结的主要内容是讲解三极管的无偏置放大电路以及三极管的有偏置放大电路。其中无偏置电路主要是分析该电路的设计方法以及分析该电路的缺陷；而有偏置电路同样是分析其放大设计方法，同时有偏置放大电路是可以实现可控性放大的，但是其设计过程会存在陷阱。本总结的第二部分即记录了我在设计三极管偏置电路的过程中所犯下的错误，以导致我不能够实现可控放大。而在第三部分主要是纠正的过程，最后实现了可控性放大。

1、三极管的放大-无偏置电压

我们使用三极管进行交流信号放大的时候，通常是先设置三极管的静态工作点，然后确定剩下的限流电阻、分压电阻、反馈电阻、耦合电容等参数，最后完成一个三极管放大电路的设计过程。

现在用8050（SOT-23）三极管作为例子：

以下三极管的电气参数：

图1.1 三极管电气参数

以下为三极管的特性曲线：

图1.2 特性曲线

从特性曲线中可以看到，我们给8050设置静态工作点时，将Ib设置在200uA-250uA间较合适，为便于计算，将Ib设为200uA。

现假设将电源电压设为12V，根据电流Ib=200uA，则Rb需设为56K；假如此时Vce=6V；由图2，可知Ic此时约为45mA；则Rc计算约为130R；电路图如下所示：

图1.3 电路原理图1

此时只要在b极加上信号，即可实现放大。我在仿真中加入100mv/50Hz的交流信号，结果如下所示：

图1.4 放大仿真图

从图4中可以看到，这样的设计过程其实是可以实现三极管的放大的。但是这个实际上存在电流Ib不稳定的缺陷。

缺陷：工作中，电流Ib不稳定

如下图所示：

图1.5 Ib电流图

从图1.5中可知，电路的Ib不仅取决于+12V电源，还由信号源提供。这表明该电路的放大倍数会随着信号源的输出能力而影响。

这涉及到电容的容抗特性。电容在工作过程中，其容抗满足以下公式：

Rc = 1/2πfc

由式可知，当输入信号频率越大时，容抗值就越小。这说明，在放大电路中，当耦合电容的值选定之后，该电路的Ib会随着输入信号的频率的变化而变化。

即：当信号频率越高时，电容的容抗值越小，则输入信号的回路中，其回路的阻抗会越低，则信号源的输出电流就会相应增大。

为验证以上猜测，我将100mV/50Hz信号改成100mV/50KHz，结果如下所示：

图1.6 实验仿真结果图

由仿真结果，可以发现输出信号的幅值已明显超过原仿真值，即验证以上猜测是真实存在的。同样的道理，假如当信号频率过低时，该电路就不能够对其进行信号放大（这其实就是高通滤波的原理）。

2、三极管的放大-有偏置电压，实现可控放大

三极管的另外一种常用的放大电路是带有偏置电压的，其电路如图2.1所示：

图2.1 放大原理图/偏置电压

该电路中，我同样将其静态工作点设为Ib=200uA、Vce=6V。根据偏置电压的设计规则，在使用电阻分压给做电压偏置时，需要将偏置网络的电流设置为静态电流的10倍左右，这表明偏置网络流过的电流约为2mA，由此可得偏置网络的两电阻值为3K，使其偏置电压为6V。

该电路的输出电压满足：

Vc = 12 - Ic·Rc                               (1)

其中： Ic=（Vb-0.7）/Re;              (2)

Vb=Vin+6;                                      (3)

则：Vc=12-（Vin+5.3）*Rc/Re;     (4)

根据式（4），可知该电路的输出电压V_c由输入信号V_in以及R_c与R_e的比值决定。即电路的输出V_c与输入信号V_in成反比关系，同时V_c的变化量是V_in变化量的R_c/R_e倍。利用该结论，说明图2.1的原理图是可以实现信号的可控性放大的。

于是我在仿真中同样给电路加入100mv/50Hz的交流信号，结果如下所示：

图2.2 仿真结果1

图2.2，可以看到输出信号基本没被放大。这是因为此时R_c与R_e的比值约为1，所以信号几乎没有被放大。于是我将R_c电阻设为300R，仿真结果如下：

图2.3 仿真结果2

理论上，该电路会对该信号进行约为3倍放大，即信号幅值可达到300mA左右。可是由结果可知，该电路并没有进行理论性放大，同时还出现了底部失真现象，这使结论变成了谬论。

3、三极管的放大-有偏置电压，实现可控放大（正确设计）

经过了仔细的分析，发现在第二节中的结论其实是正确的。这也就意味着问题出现在仿真过程中。

经过推敲，我发现在对电路2（图2.1）的参数计算中，误解了其中的一个参数——将V_ce看成为V_c；

由于这个原因，我在设计偏置网络的时候，理所当然地将偏置电压设置在V_cc/2（即6V）上，如图所示：

图3.1 偏置网络设为6V

这时三极管的e极即为5.3V。在第一节中已经提到过，此时的流过三极管ce极的电流为45mA，于是我也很理所当然地，利用R=U/I，求出R_e=117R。最后在根据电阻分压的原理，即V_c = V_cc -R_c*I_c = 6V，求得R_c的值为130R。

其实三极管工作在放大区的实质，就是三极管的ce极电压|V_ce| > 0.3V；的工作状态。而设置三极管的静态工作点，实质上就是将V_ce（注意这里是C极与e极间的电压差，不是c极对地的电压）的电压设置在 | Vcc>V_ce > 0.3V | 区间中。当其处于该区间的中间值时，在放大过程中，三极管就不容易进入饱和区或者截止区，即实现最大的信号放大。同时，该放大过程满足于第二节的结论。

根据上述，由于在图3.1的参数设计中可以看到。由于我将V_ce看成为V_c，此时设置的静态工作点，其V_ce实质是等于0.7V，如图3.2所示

图3.2 实际电压分布图

由于此时三极管的V_ce=0.7V，即此时三极管是处于饱和的临界状态。所以只要输入信号大一些，或者R_c与R_e的比值稍大，都会导致放大结果失真。

而对于图2.2中，其放大结果没有产生失真的原因，就是因为输入信号为100mA，而此时的放大倍数也约为1。又因为此时三极管距离饱和区有0.7-0.3=0.4V的电压放大范围，所以可以输出完整的波形。

根据上述的结果，我重新设计电路参数，电路图如下所示：

根据输出结果，验证了第二节中的结论。即三极管的放大满足：

Vc=12-（Vin+5.3）*Rc/Re;