如何采用集成运放进行补偿电路的设计？

运放补偿虽然很常见，但有时候也极具挑战性，尤其是在要求和约束条件超过设计师控制的情况下，设计师必须选择一种最优补偿技术之时。也许极具挑战性的原因之一是一般文献资料更多地专注于不同补偿技术之间的区别而不是相似性。除了关注概念上的不同点外，还要关注相似点，这是非常明智的，只有这样才能更好地理解明显不同的技术和概念之间的紧密关系。为了达到这个目标，本文首先讨论了运放的少量几个确定因素，最终逐步过渡到 电路中经常使用但少有人理解的补偿技术。

基本积分电路

对电路施加阶跃矩形脉冲，如时间常数RC远大于输入脉宽，电容将缓慢充电，电容上电压以指数曲线上升，输出Uo与Ui近似成积分关系。实质上它是一个低通滤波器，也是一个交流分压器，对高频成份来说，容抗Xc很少，高频成份衰减至极小。无源积分电路受负载影响大，且阶跃响应曲线呈非线性，很难预算相关参数。为获得线性充放电曲线，可利用运放的虚断特性，将电容作为运放反馈元件，构成有源积分器。但实际运放都存在失调电压、失调电流及输入偏置电流，即使输入Ui=0，这些等效信号也会被积分放大，使有源积分器的输出电压，不断地向一个方向变化，产生积分漂移现象，甚至发生积分饱和。这一现象的本质是电容C对直流信号呈现几乎无穷大的容抗，放大倍数Xc/R1也无穷大，运放处于开环放大状态。为抑制积分漂移，常在电容两端并联一个电阻。

带补偿电容的微分电路

C1即为防止交流增益过大的补偿电容，此时反馈支路的阻抗Zf=Xc1//R1，对C1的要求是，在通过电容C的信号频率作用下，只要使C1容抗Xc1远大于R1,就可以忽略C1的影响，进行微分计算时，只用R1计算也可以保证足够的精度。为限制通过电容C的高频电流，进一步降低对高频分量和高频干扰的敏感性，在信号源内阻比较小时，可在电容前面串联一个电阻，以限制流过电容C的高频电流。同时，为防止可能出现的过高电压，可在反馈支路中再并联稳压二极管，以限制输出幅度。

运放补偿技术有很多种，如“主极点补偿”，“增益补偿”，“超前补偿”，“补偿衰减器”以及“超前-滞后补偿”。任何补偿技术的理想结果都是从纯稳定性角度使多极点系统(高阶系统)接近单极点整体系统，因为单极点反馈系统是无条件稳定的。

大多数补偿技术至少能实现有效的双极点系统状态，其中第二个极点(第一个非主要极点)尽可能远离第一个极点(主要极点)，并且通常具有较高的频率拐点，而且拐点相对远，对稳定性的影响可以忽略不计。在一些情况下，通过有意减小主要极点和非主要极点之间的距离来增强带宽，这时通过增益频率响应可以观察到一些高频峰值。

在许多 电子技术文献中，所有补偿技术中解释最不好的也许是超前-滞后补偿技术了。遗憾的是，某些流行的参考文献在开环增益曲线以及对超前-滞后补偿的相关描述中存在错误，因此本文将重点讨论这方面内容。

超前网络的严格定义或至少清晰的定义是，它的零点频率幅值比极点的要低，因此催生出纯粹两个拐点。在滞后网络中则相反，极点频率幅值比零点的低。超前-滞后网络是这两种网络的组合，超前网络的全部两个拐点频率的频率幅值都要小于滞后网络的频率幅值。同样，在滞后-超前网络中，滞后网络的两个拐点的频率幅值要小于超前网络。不管是滞后-超前网络还是超前-滞后网络，每种网络都会形成4个拐点：两个极点和两个零点。

在给定总体系统与技术约束条件下，人们也许会使用任何合适的补偿网络去补偿具有与生俱来且有时不可修改拐点的系统。所选的补偿技术可能专门用引入的零点去抵消固有的系统极点，反之亦然，从而得到一个纯粹更低阶的系统。本文采用开环增益表达式的Bode图用于稳定性分析，并得出极点和零点的定义。