LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比优势

1 摘要

提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势。为达到 这个目标，需要提高开关频率，从而降低功率损耗、系 统整体尺寸以及重量。对于当今的开关电源(SMPS)而 言，具有高可靠性也是非常重要的。零电压开关(ZVS) 或零电流开关(ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术，可以 大限度地降低开关损耗。ZVS拓扑允许工作在高频开 关下，能够改善效率，能够降低应用的尺寸，还能够降 低功率开关的应力，因此可以改善系统的可靠性。LLC 谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种主流拓扑。这种拓扑得到了广泛的应用，包括高端服务 器、平板显示器电源的应用。但是，包含有LLC谐振半 桥的ZVS桥式拓扑，需要一个带有反向快速恢复体二极 管的MOSFET，才能获得更高的可靠性。

在功率变换市场中，尤其对于通信/服务器电源应用，不 断提高功率密度和追求更高效率已经成为具挑战性的 议题。对于功率密度的提高，普遍方法就是提高开关 频率，以便降低无源器件的尺寸。零电压开关(ZVS)拓 扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用 高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐 。这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开 关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和 噪声。在这些拓扑中，相移ZVS全桥拓扑在中、高功率 应用中得到了广泛采用，因为借助功率MOSFET的等效 输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS 状态下，无需额外附加辅助开关。然而，ZVS范围非常 窄，续流电流消耗很高的循环能量。近来，出现了关于 相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论。这种 失效的主要原因是：在低反向电压下，MSOFET体二极 管的反向恢复较慢。另一失效原因是：空载或轻载情况 下，出现Cdv/dt直通。在LLC谐振变换器中的一个潜在 失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通 电流相关。即使功率MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、 过载和输出短路的情况下发生。

2 LLC谐振半桥变换器

LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势：

■宽输出调节范围，窄开关频率范围

■?即使空载情况下，可以保证ZVS

■?利用所有的寄生元件，来获得ZVS

LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限。正是 由于这些原因，LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电 市场。LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示，其典型波 形如图2所示。图1中，谐振电路包括电容Cr和两个与之 串联的电感Lr和Lm。作为电感之一，电感Lm表示变压器 的励磁电感，并且与谐振电感Lr和谐振电容Cr共同形成 一个谐振点。重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用 下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串 联。因此，谐振频率由负载情况决定。Lr 和Cr决定谐振 频率fr1，Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2，随 着负载的增加，谐振频率随之增加。谐振频率在由变压 器和谐振电容Cr决定的大值和小值之间变动，如公 式1、2所示。

3 LLC谐振变换器的失效模式

启动失效模式

图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。 在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关Q2的体二极管深度导通。因此流经开关 Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关 Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下，在体二极管 反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。 图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形。

图6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式。在t0~t1时 段，谐振电感电流Ir变为正。由于MOSFET Q1处于导通 状态，谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道。当Ir开始上 升时，次级二极管D1导通。因此，式3给出了谐振电感 电流Ir的上升斜率。因为启动时vc(t)和vo(t)为零，所有的 输入电压都施加到谐振电感Lr的两端。这使得谐振电流剧增。

在t1~ t 2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感 电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生 ZVS条件。这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。由 于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正 常工作状况下大很多。导致了MOSFET Q2的P-N结上存储 更多电荷。

在t2~t3时段，MOSFET Q2施加门极信号，在t0~t1时段 剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道。由于二极管D1 依然导通，该时段内谐振电感的电压为：

。该电压使得谐振电流ir(t)下降。然而，

很小，并不足以在这个时间段 内使电流反向。在t3时刻，MOSFET Q2电流依然从源 极流向漏极。另外，MOSFET Q2的体二极管不会恢复，因为漏源极之间没有反向电压。下式给出了谐振 电感电流Ir的上升斜率：

在t3~t4时段，谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续 流。尽管电流不大，但依然给MOSFET Q2的P-N结增加 储存电荷。

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由于多种不同的原因，可能需要在电流检测放大器(CSA)的输入或输出端进行滤波。今天，我们将重点谈谈在使用真正小的分流电阻(在1 m?以下)时，用NCS21xR和NCS199AxR电流检测放大器实现滤波电路。低于1 m?的分流电阻具有并联电感，在电流检测线上会引起尖峰瞬态事件，从而使CSA前端过载。我们来谈谈滤除这些特定的尖峰瞬态事件的主要考虑因素。

在某些应用中，被测量的电流可能具有固有噪声。在有噪声信号的情况下，电流检测放大器输出后的滤波通常更简单，特别是当放大器输出连接到高阻抗电路时。放大器输出节点在为滤波器选择组件时提供了最大的自由度，并且实现起来非常简单，尽管它可能需要后续的缓冲。

当分流电阻值减小时，并联电感对频率响应有显著影响。在小于1 m?的情况下，并联电感产生传递函数中的零点，通常导致在100 kHz的低频率下产生拐角频率。这种电感增加了电流检测线路上高频尖峰瞬态事件的幅值，从而使任何并联电流检测集成电路(IC)的前端过载。这个问题必须通过在放大器输入端进行滤波来解决。请注意，无论制造商如何声称，所有电流检测IC都容易受到此问题的影响。即使尖峰频率高于器件的额定带宽，也需要在器件的输入端进行滤波以解决此问题。

在众多电源应用(例如电压和电流)中，宽工作范围负载不可或缺。LED 照明和电池充电应用可作为典型 示例。凭借本身高效和用户友好型基波分析法 (FHA) 设计，LLC 拓扑结构备受青睐。但也存在负载电流范围变宽时电压工作范围受限等缺点。此外，尽管在串联谐振工作点附近采用 FHA 方法进行分析十分精确，但当负载范围(电压和电流)明显变宽时，可能就会失效。

作为另一种负载谐振拓扑结构，LCC 可用于宽范围负载工作的替代解决方案。但是，LCC 拓扑结构的设计和简单的 LLC 结构不同，因为 LCC 很少在串联谐振点附近工作，整个电路可实现线性化。因此，采用FHA 方法会导致精度不够，从而需要在谐振回路的迭代优化上花费更多的设计时间和精力。

LCC优点

~由于电流源特性类似，电压范围更宽。

~在相同的频率范围内，负载电流范围更宽，这意味着具有宽输出电压的 LED 驱动器可在不使用突发模式的情况下深度调光,在一些室内电源调光深度可达0.1%。

~变压器不需要磨气隙，节约成本

~抗输出短路的稳健性

~对寄生电容的抗扰性 ，LCC因为有Cp并联在变压器绕组上，对寄生电容不敏感

~更容易集成变压器设计

LCC缺点

~通常比LLC需要更大的谐振电感

~强制性输出 OVP

~轻负载损失高于 LLC

~需要使用额外的并联谐振电容器