音频功率放大器的温度漂移补偿

[导读]这不是直接耦合对应部分的情况(图 2)。它的下限截止频率不受输出的限制，因此前级的任何波动都会引起DC值波动，从而导致有直流电流流过负载(扬声器)。除了降低放大器的动态范围和 THD 之外，这也是为什么有时我们在打开或关闭分立音频放大器时会听到“咔哒”噪音的原因。

本文介绍了一种补偿直接耦合 AB 类音频功率放大器输出中的直流电压漂移的技术。

直接耦合输出的主要好处是改善低音响应。由于该设计消除了隔直电容器，因此其低频传输特性得到显着改善。

图 1显示了电容器耦合输出，其中截止低频由负载(通常为 8Ω)和电容器 Cc 决定。在此示例中，电容器 Cc 阻止输出中可能出现的任何直流偏移。

图1电容耦合输出的截止低频由负载、电容Cc和输出网络决定。

这不是直接耦合对应部分的情况(图 2)。它的下限截止频率不受输出的限制，因此前级的任何波动都会引起DC值波动，从而导致有直流电流流过负载(扬声器)。除了降低放大器的动态范围和 THD 之外，这也是为什么有时我们在打开或关闭分立音频放大器时会听到“咔哒”噪音的原因。

图 2直接耦合输出的下限截止频率不受输出限制。

为了解决这个问题，我们首先进行深入分析，以了解分立双极结型晶体管 (BJT) 音频放大器的直流偏移背后的原因。接下来，我们将设计一种方法来消除或至少减轻这个问题。

让我们首先创建一个简单的放大器模型，包括主级。

图 3这是放大器的简单模型。

顾名思义，VAS(电压放大器级)是放大来自输入的信号的系统元件，通过驱动级(通常是共发射极)驱动 AB 级。驱动器连接到 AB 级，这是一个提供高电流增益的互补射极跟随器。最后，负反馈环路影响VAS级的增益，使整个系统线性且稳定。

VAS 级通常使用差分放大器架构构建，其中一侧接收输入信号，另一侧接收负反馈信号。为了简单起见，让我们用运算放大器代替 VAS(只是为了说明偏移问题)，并从数学角度更深入地分析我们一直在讨论的级与偏移之间的关系。

图 4这个 VAS 和驱动器的简化模型将为我们提供有关输出直流偏移的宝贵见解。

图 4显示了简化的 VAS 和驱动程序。这个简单的模型将为我们提供有关输出直流偏移的宝贵见解。 R1和R2形成局部负反馈，而Rf1和Rf2形成全局负反馈网络。驱动器通常是共发射极级，产生负增益 -G。为简单起见，忽略 AB 级，因为对于射极跟随器来说，电压增益约为 -1。

VAS增益由R1和R2之间的关系决定，R2>>R1且V a1 =V a2 =V a。驱动器增益非常高，因此整个放大器增益由Rf1和Rf2之间的关系决定：

(V in -V a )/R 1 = (V a -V o' )/R 2

V a = V o * R f2 /(R f2 +R f1 )

替换 V a并运行我们得到：

V in = V o * [R f2 /(R f2 +R f1 ) * (R 1 +R 2 )/R 2 + R 1 /(G * R 2 )]

(R 1 +R 2 )/R 2 ≅ 1 R 1 /(G * R 2 ) ≅ 0

V o = V in * (R f2 +R f1 )/R f1 (1)

这并不是一个令人印象深刻的结论，因此让我们分析一下 V o与驱动器输入端电压 V o'之间的关系(输入接地)：

V a1 = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) V a2 = V o * R f2 /(R f2 +R f1 ) V a1 = V a2

V o = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (2)

最后一个方程非常重要，因为它显示了驱动级的直流电压与放大器的输出直流电压之间的关系，表明V o'的微小波动会在V o中产生大的偏移。

如前所述，驱动器级通常由一个简单的共发射极级(图 1 中的 Q3)组成，并带有一个小电阻器 (Rpol)，用于固定所需的基极到发射极电压。该晶体管为输出晶体管提供基极电流，因此该级的集电极电流在毫安范围内并不罕见。

让我们暂时忘记温度的影响，所以当我们第一次打开电路时，我们校准VAS，使输出直流电压处于V CC和V EE的中间，即零伏。如果没有施加信号，由于 AB 级是电压跟随器(公共集电极)，驱动晶体管 Q3 保持大部分 V EE电压 (V EE -V BE )，偏置电流 I Bias流过 Q3 ，因此 Q3消耗的功率近似为：

P Q3 ≅ V EE * I偏差

该功率正在加热 Q3，并且该热量以 -2.2 mV/°C 的已知速率改变器件的 Vbe ，从而改变之前调整的输出直流电压。

如果晶体管开始发热，例如比环境温度高 40°C，其 Vbe将下降大约 88 mV。

晶体管温度升高时出现的较小 Vbe要求使得VAS 输出端的V o' (之前解释的电压)相应变化，从而在输出端产生 DC 电压漂移。

一个现实生活中的例子

图 5中的电路说明了到目前为止所解释的内容。

图 5这是电路的一阶实际实现。

为了保持低偏移，将 V o'设置为尽可能接近零是很方便的。这就是Rset的目的，它代表多圈微调器。

这里基极电压与V o'之间的关系为：

V o ' = V base * (R pol +R set )/R pol

因此，基于基极-发射极电压变化的输出电压漂移为：

V o = V base * (R pol +R set )/R pol * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (3)

通过这个方程，如果我们给组件赋值(取自真实的放大器)，我们可以计算出驱动晶体管每°C变化时输出电压会发生多少变化，例如：

V o = -2.2mV/°C * (120+4K)/120 * 470/(15K+470) * (2K2+10K)/2K2

V o = -12.8 mV/°C

PQ3≅24V * 5mA =0.12W

假设 Q3 采用 TO92 封装。在这种情况下，可以使用该封装的结到环境热阻来计算结温增量：

Rθja = 200° C /W

Δ温度= 200°C/W * 0.12W = 24°C

ΔVo = 24° C * (-12.8 mV/°C)

ΔVo = -305mV

总之，如果不应用补偿，输出将漂移约 305 mV。这仅考虑晶体管的自热效应。如果环境温度因任何原因升高，这种偏移可能会增加。

如何减轻这种影响

Q3 的基极-发射极电压由 Rpol 固定，因此补偿 V be电压变化的一种方法是使 Rpol 以某种方式跟随这种变化。这可以使用连接到晶体管的温度相关电阻器(如热敏电阻 Rpol)来实现。由于 Vbe变化率为负，因此热敏电阻必须为 NTC。

我们来计算一下Rpol所需的热系数：

I Rpol(可以认为是常数)流过 Rpol，并且 V be等于 V Rpol：

R pol = V be /I Rpol

(dR pol )/(dV ) = 1/I Rpol

ΔR pol = 1/I Rpol * ΔV be

在我们的示例中，Rpol=120Ω，I Rpol =5.6mA，因此：

ΔR pol = 1/5.6mA * (- 2.2mV/(°C))

ΔR pol = -0.4 Ω/(°C)

我们需要找到一个在 25°C 时具有精确热系数和电阻值的热敏电阻。由于大多数 NTC 热敏电阻具有更高的温度系数，这是不可能的，因此解决方案是将一个或多个更高值的热敏电阻与 Rpol 并联。

这是模拟热敏电阻温度依赖性的方程：

R th = R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) ,

其中Rth0是环境温度下的热敏电阻电阻(我们要计算的)，B是一个参数，通常为3400°K，T是绝对温度，其中T 0是环境温度，大约为298.16°K。

因此环境温度下的斜率可以这样计算：

(dR th )/dT = (-B * R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) /T 2 )

这是每°C 的电阻变化率：

(dR th )/dT = -38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)]

热敏电阻与 Rpol 并联：

右|| = (R th * R pol )/(R th *R pol ),

和：

dR || /dR th = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2

这样我们就可以得到并联电阻的变化：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * ΔR th

并替换为每 °C 的热敏电阻电阻增量：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

我们现在可以计算我们正在分析的示例的 Rth0：

-0.4 Ω/(°C) = 120 2 /(R th0 * 120) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

Rth0 = 1.12KΩ

为了实用起见，热敏电阻的值可以舍入为1.2KΩ。

注意事项

热敏电阻应比晶体管小得多，因此热敏电阻的温度将等于或非常接近晶体管外壳的温度。这也将降低热惯性，使系统更快地达到稳定状态。应使用热粘合剂将热敏电阻固定到晶体管外壳上。

测试这个概念

为了确定这个概念对电路现实世界行为建模的准确程度，我构建了一个测试电路。由于没有 1.2KΩ 热敏电阻 (NTC 0402)，因此我并联了 8 个 10KΩ 热敏电阻 (0402 Murata NCP15XH103D03RC)(图 6)，以产生非常相似的值 (1250Ω)。请注意，并联热敏电阻不会改变我们计算的温度系数。