利用无线探头测量感应电源的电压频率转换器

为执行长期监视任务的便携式遥测系统供电，向人们提出了有趣的设计挑战。电池不适合于某些关键性应用，且在这些环境中，设计人员一般用无线感应链路来传输功率与数据。感应链路由一个驱动固定初级线圈的射频发射器与一个为便携式装置提供电源的松耦合次级线圈组成。对设计工程师来说，测量发射功率相当重要，因为它会限制设计人员可包含至便携式装置中的电路数量。但不幸的是，传统测试设备不适合执行该任务，因为标准电压探头会拾取初级线圈上感应的噪声，且在某些应用中，便携式装置密封在一个不能接入电缆或探头的小盒子中。

图1所示电路可减少噪声效应，因其VFC（电压－频率转换器）可产生对噪声进行积分或取平均的PPM（脉冲位置调制）输出信号VOUT。此外，该设计还利用“负载调制”来消除有线连接。当PPM信号驱动MOSFET开关Q1时，开关会连接一个由D2及次级线圈LS两端的串联电阻器RSF及RSV组成的附加负载网络。负载调制接收器连接至初级线圈并恢复PPM信号。当您用表面贴装元件来构建时，VFC电路仅占用238 mm2的电路板面积。
　　
为了解该电路的工作原理，我们假设一个125kHz的正弦磁场在次级线圈LS中感应出大约4V ~ 16V的电压。为提高功率转换效率，LS与CS构成一个负载系数QL大约为8的125kHz调谐回路。肖特基二极管D1对LS中感应的电压进行整流，而C1则提供低通滤波。所得直流电压VX为低压差稳压器IC1供电，而IC1又给VFC IC2和负载电阻器RLF与RLV提供恒定的3V。微调电位器RLV将输出电流设定为2.5mA ~13.5 mA。
　　
低压差稳压器与VFC的总耗电流为数十微安，与输出电流相比可忽略不计。因此，IIN近似等于IL。下面公式1表示感式电源所产生的直流输出功率：

（公式1）
　　
式1显示的输出电流为常数，故直流输出功率PX与直流输出电压VX成正比。在通过RLV设置已知的初始输出电流的调整后，您即可通过测量由VFC数字化的传输直流电压来测试感应式电源的输出能力。为减少功耗、元件数与印制电路板面积，可用一个由RC、RD及C5组成的简单无源积分网络来取代构成典型VFC输入级的传统运放积分器。
　　
VFC产生一个上升沿斜率与积分电容器C5两端的电压VX成正比的恒定幅度锯齿波电压。当电容器两端电压达到一个高参考电压时，开关Q2迅速将电容器放电至一个低参考电压。此动作产生一个频率与输入电压VX成正比的自由振荡波形。一个由比较器IC2、正向反馈网络R1、R2与C3、以及电源电压分配器R3、R4、C4组成的同相施密特触发器，定义了高、低电平参考电压，如公式2及公式3所示：

（公式2）
（公式3）
　　
公式3表明，为将积分电压复位至大约0V，R1值必须稍低于R2值。利用E12串联电阻器的标准值并考虑功耗限制，选择R1值为8.2 MΩ及R2值为10 MΩ。并分别用这些值来代替公式2及公式3中的值：

（公式4）
　　
为了解VFC的工作原理，假设在启动时电容器C5充分放电。因此，比较器IC2的输出VOUT为低、且MOSFET开关Q1与Q2关闭。在这种情况下，通过RC及RD的电流开始以时间常数tC=(RC+RD)×C5对C5充电至VX。当电容器C5的电压在时间tX达到施密特触发器的上限阈值电压时，比较器输出VOUT上升至VDD并接通MOSFET开关Q1与Q2。开关Q2以时间常数tD≈RD×C5通过RD为C5放电。同时，Q1产生一个负载调制脉冲。
　　
当VC=VTL时，比较器输出降至0，恢复初始状态并重复该过程。如图2中的迹线1所示，电路行为就像一个自由振荡器，其中C5两端的电压在施密特触发器的阈值电压之间上升和下降。假设放电时间常数tD远小于充电时间常数tC，则放电时间tON明显小于积分时间tX。如图2中的迹线2所示，比较器输出提供一个具有大约320ms短脉冲的PPM信号。

公式5及公式6分别为计算波形tX与tON脉宽的完整表达式：

（公式5）

（公式6）
　　
这些公式虽对于设计图1中的VFC很有用，但对电路的整体传输函数来说不够直观。您可以运用以下近似来简化计算：由于tX>>tON，因此PPM输出频率近似为fX≈1/tX。正常工作时，与施密特触发器的阈值电压相比，VX达到一个相对较高值，且您可以将电容器C5的充电规率线性化为一条斜率恒定的斜线（公式7）：

（公式7）
　　
根据公式4，施密特触发器的高、低阈值电压分别为VTH≈VDD及VTL≈0V。利用这些近似值，PPM输出频率可简化为：

（公式8）
　　
公式8表明，正如图3在实验上证实的，图1所示电路呈现为一个电压－频率传输函数（或传递函数）。VFC的功耗较低，例如，在12V直流电压上 ，VFC的电流消耗约为36mA。