一起设计PSR原边反馈开关电源变压器

PSR原边反馈设计开关电源变压器是工程师们常用的方法，对于新手来说，可能会存在很多疑惑，或不熟悉的地方，小编就针对这一情况和朋友们分享一款利用PSR原边反馈的开关电源变压器设计方法。

全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。

因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。

磁芯已确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。

（1） EFD15变压器设计

目 前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出 电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。通过测量或查询 BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.

为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.

因 IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得： (Vout+VF)*n<100，即：n<100/(5+1)，n<16.6,取n=16.5，得初级匝数 NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，(Vout+VF)*(NP/NS)<100，即(5+1)*(248 /15)=99.2<100,成立。

确定NP=248Ts.假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量(间隙)。

得：初级铜线可用外径为：9.2/(248/3+1)=0.109mm，对应的实际铜线直径为0.089mm，太小(小于0.1mm不易绕制)，不可取。

假设：初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕，初级铜线可用外径为：9.2/(248/4+1)=0.146mm，对应的铜线直径为0.126mm，实际可用铜线直径取0.12mm。

IC的VCC电压下限一般为10~12V，考虑到至少留3V余量，取VCC电压为15V左右，得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15 /(5+1)*15=37.5Ts，取38Ts.因PSR采用NV线圈稳压，所以NV的漏感也需控制，仍然按整层设计，得：NV线径=9.2 /(38+1)=0.235mm, 对应的铜线直径为0.215mm，实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。

到此，各线圈匝数就确定下来了。

下面来确定绕线顺序。

因要工作在DCM模式，且采用无Y设计，DI/DT比较大，变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流，影响EMC噪音，所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽，且引出端接NV的地线。

绕完屏蔽后，保TAPE1层;再绕初级，按以上计算的分4层绕制，完成后包TAPE 1层，为减小初次级间的分布电容对EMC的影响，再用0.1mm的线绕一层屏蔽，包TAPE 1层，再绕次级，包TAPE 1层;再绕反馈，包TAPE 2层。

可能有人会说：怎么没有计算电感量？

CORE的B/H不确定，所以得先从确定饱和AL值下手。把变压器CORE中柱研磨一点，然后装上以上方式绕好的线圈装机，并用示波器检测Rsenes上的波形，见图1中R5：

图1

输入AC90V/50Hz，慢慢加载，观察CORE有没有饱和，如果有饱和迹象，拆下再研磨，直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象， (此波形需把波形放大到满屏观察最佳)OK,拆下变压器测量电感量，此时所测得的电感量作为最大值依据，再根据厂商制造能力适当留+3%~+5%的误差范围和余量，如：测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH,误差为+/-0.1mH。现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。

已知：E1和E2铜线直径为0.1mm,实际外径为0.12mm，NP铜线直径为0.12mm,实际外径为0.14mm，NS铜线直径为0.4mm，实际外径为0.6mm，TAPE采用0.025mm厚的麦拉胶纸。

NV 若采用铜线直径为0.2mm,实际外径为0.22mm；线包单边厚度 为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.22+0.025*2=1.77mm。

NV 若采用铜线直径为0.1mm双线并饶,实际外径为0.12mm；线包单边厚度 为：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.12+0.025*2=1.67mm。

测量或查EFD15的BOBBIN的单边槽深为2.0mm，所以以上2种方式绕制的变压器都可行。

（2）EPC13的变压器设计

依 然沿用以上设计方法，测量或查BOBBIN资料可得EPC13 BOBBIN幅宽为6.8mm，次级匝数为：6.8/0.6=11.3Ts,取11Ts；初级匝数为：11*16.5=181.5Ts,取182Ts；反 馈匝数为：15/(5+1)*11=27.5Ts；取28Ts。

EPC13的绕线方式同EFD15，再这里就不再重复了。

以 上变压器设计出的各项差数是以控制漏感为出发点的，各项参数(肖特基的VF,MOS管的电压应力余量)都是零界或限值，实际设计中会因次级绕线同名端对应 输出PIN位出现交叉，或输出飞线套铁氟龙套管，或供应商的制程能力，都会使次级线圈减少1~2圈，对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数，目前市场的竞 争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本，为保留更大的电压应力余量，需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC 辐射造成负面影响，对应的取舍还需权衡，但前提是必须使产品工作在DCM模式。

下面再以EPC13为实例，讲讲优化设计后的变压器设计。

方法同上，先计算出次级，因考虑到输出飞线套铁氟龙套管或输出线与BOBBIN PIN位交叉，所以需预留1匝空间，得，次级匝数为：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts.

再计算初级匝数，因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量，所以反射电压取之前的75%，得：(Vout+VF)*n<100*75%,输出5V/1A,采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般为0.55V。

代入上式得：n<13.51,取13.5，得NP=10*13.5=135Ts；代入上式验证(5+0.55)*(135/10)=74.925<75成立。确定NP=135Ts。

反馈匝数，依然取反馈电压为15V，得，15/(5+0.55)*10=27Ts。

PSR线路设计变压器很关键，所以先讲变压器。

后续会继续讲出设计PSR的具体每个元件的设计，包括取样电阻，吸收回路，保护设计及EMC控制方法。

PSR电路一般OCP设计的不是很大，一般在120%左右，如果测试是以输入AC90/50Hz(没打错，不是60Hz哦)，输出帯载到1.2A刚好出现一点饱和，实际烧机1.0A是不会饱和的，你可以试试，实际烧机后的OCP会在110%左右。

变压器10%的误差太大了点吧，变压器采用机械研磨误差没那么大。

匝数多可以提高一点电感量，可以让负载时的频率辐射低些，当然，你也可以把EFD15的匝数减少些，但EMC的处理就和EPC13一样需特别注意布线。

把这个波形在示波器上拉宽，看那条上升的斜线，那是电流上升的波形，要保持是一条缓慢上升的斜线，如果在顶端出现突然上升，说明变压器有饱和迹象。

当然，变压器有一点饱和迹象，在实际中是可以长期烧机的，但因为电流突然上升会测试较强的辐射噪音，所以要控制到变压器不饱和为佳。

但不饱和就得再研磨CORE，降低电感量，但CORE研磨多了，气隙大了，漏感和涡流也会增大，同样会影响EMC噪音，所以把CORE研磨到零界饱和点是最佳取舍方式。