基于DSP的Boost PFC软开关变换器研究

摘要：详细分析了一种新颖的Boost软开关变换器，在传统的Boost变换器基础上加上缓冲元件电感和电容，从而实现开关管的零电流开通和零电压关断。提出了基于DSP的新型控制算法，该算法仅需在一个开关周期内采样负载电流和输入电压来计算占空比，实现功率因数校正(PF C)的目的，控制简单，实时性好。实验结果表明，该新型的变换器工作在软开关模式下，并且实现输入侧的单位功率因数。
关键词：变换器；软开关；功率因数校正

1 引言
    在功率开关器件向着高频化、大功率、小型化方向发展的同时，也带来了更大的开关损耗和严重的电磁干扰，因此软开关技术便逐步发展起来。在大功率应用场合，因具有较高的可靠性、效率和性价比，控制简单，无源软开关比有源软开关有更好的发展前景。目前，较为成熟的软开关技术大都集中在Buck和Boost方面。在此介绍了一种新颖的Boost软开关变换器，由传统Boost变换器加上由电感电容和二极管组成的无源无损缓冲电路构成，其结构简单、控制容易，可在较宽负载范围内实现软开关，并能有效降低电路开关损耗。
    目前，应用DSP有许多优点，包括较易执行复杂的控制方法，可灵活地修改设计以适应特定用户的需要等。DSP广泛应用于电力电子研究领域，可以在后级电源电路使用数字控制的同时，直接加入数字控制的前级有源功率因数校正(APFC)电路。在此提出一种基于DSP的PFC实现方法，详细分析了其控制过程，并通过实验验证了分析的正确性和合理性。

2 Boost无源无损软开关变换器工作过程
    采用无源无损缓冲电路的Boost软开关变换器如图1所示。

    它由传统Boost电路(功率开关管VS、主电感Lf、整流二极管VD0和稳压电容C0)加无源无损缓冲电路(谐振电感Lr、谐振电容Cr1，Cr2及续流二极管VD1～VD3)构成。对输入电压信号采用LV25-P型电压传感器实现隔离和检测，对输出电流信号采用高频互感器实现隔离和检测，然后通过电压、电流调节器及限幅环节将信号限制在0～3 V之内，最后输入到DSP的A／D转换单元，通过一种新型控制算法，在DSP中进行运算处理，计算出变换器的占空比来实现PFC。为便于分析该变换器工作过程，假设：Lf足够大，可视作恒流源；C0足够大，可视作恒压源：Boost变换器工作在平均电流连续模式。电路工作模式如下：
    模式1(t0～t1) VS开通，由于Lr作用，流过VS的电流不能突变，VS为零电流开通，主电感电流iLr和开关管电流iVS都线性增加，iVD0减小，Cr2放电、Cr1充电，Cr2与Lr谐振，t1时刻iVD0减小到零。
    模式2(t1～t2) 在这一阶段C0给负载供电，Cr2与Lr继续谐振，Cr2继续放电，Cr1继续充电，iLf仍然增加，t2时刻VD1开始导通，并且Cr2两端电压uCr2下降到零。
    模式3(t2～t3) VD1导通，iVD1不断增加，is，iLf，iCr1，iCr2都减小，t3时刻iVD1达到极大值，iCr2减小到零，Cr2两端反向充电电压达到极大值。
    模式4(t3～t4) Cr2反向放电，t4时刻iCr2达到负的极大值，iVD2=iCr1=0并保持不变，Cr1充电结束，uCr1达到最大，iLr=iLf，并保持不变，iVS达到最小值。
    模式5(t4～t5) 该阶段Cr2继续反向放电，t5时刻，iVD1=iCr2=0，Cr2反向放电结束，且uCr2=0。
    模式6(t5～t6) 该阶段VS仍开通，Lf继续充电。此时iLf=iLr=iVS，t6时刻关断VS。[!--empirenews.page--]
    模式7(t6～t7) VS关断，Lr通过VD1与Cr2谐振，Cr2开始充电，电压从零开始上升，由于VD1导通，uVS=uCr1也是从零开始上升，因此VS是零电压零电流关断。VS关断后，iLf开始线性减小。t7时刻VD3导通，Cr1通过VD3放电。
    模式8(t7～t8) 该阶段Lr通过VD1继续与Cr2谐振，Cr2继续充电，Cr1通过VD3继续放电，C0开始充电，t8时刻VD0，VD2导通。
    模式9(t8～t9) 该阶段Cr2充电，Cr1放电，t9时刻Cr2反向电流过零，C0继续充电。
    模式10(t9～t10) 该阶段iLr=iVD1，t10时刻Cr2反向电流再次达到零，充电结束，uCr2达到最大，iCr1也达到零，Cr2放电结束，uCr2达到最小，C0继续充电。
    模式11(t10～t11) 该阶段iLf=iLr+iVD0，iLr=iVD1=iVD2=iVD3逐渐减小，t11时刻，iLf=iVD0，C0仍继续充电。
    模式12(t11～t12) 该阶段VS仍关断，iLf=iVD0=iC0+iR持续减小，iLf减小到零时下一个周期开始。
    通过上述电路分析，可见变换器没有增加其他功率管，仅增加了无源无损器件即从理论上实现了开关管的软开关过程：控制简单，无需采用互感方法就能实现开关能量的存储或转移，直接在原有电路中全部回馈给负载；工作模式简单，整体效率高，在大功率应用场合实现软开关优势明显。

3 基于DSP的PFC实现原理
    在传统数字控制Boost PFC中，基于双闭环的平均电流控制模式得到了广泛应用。电压环决定了参考电流的幅值并且保证输出电压稳定，通过电流环使输入电流跟踪输入电压。在该控制方式中，需要采样3个模拟信号：输入电压、输出电压和电感电流，通过DSP的信号控制电路将其变换成电压信号。在每一开关周期内，为实现PFC，DSP要完成复杂的计算，并且得到占空比来控制开关管。为达到单位功率因数，在每半个线性时间内，运用占空比预测控制算法，提前计算出占空比。但可预测控制算法需要大量的辅助工作，且整个系统过于灵敏，不好控制。
    在此采用一种新颖的控制算法，即在一个开关周期内通过采样负载电流和输入电压计算PFC占空比。整个系统的工作是从外部A／D进行一次采样开始的。在DSP接收到采样数据后，才开始进行运算并输出相应的控制信号，因此可以采用定时器来控制外部A／D的采样频率。采样的同时可以接收外部MCU给出的上下行信息、制式信息和GPIO上输入的外部控制信息，这样系统进行一次计算所需的输入电压、电流信号便全部得到。每次A／D转换结束后产生一次中断，在中断服务程序里使下一任务就绪，中断服务程序结束后DSP开始执行下一任务，即对采样数据进行计算，得出控制信息，然后就绪下一任务，输出控制信息并保存有用的信息。如果此时收到SCI口中断，就说明用户需要了解系统的运行状况，便根据SCI得到的命令，从SCI发送相应的信息。完成这一系列操作后，系统就可进入等待状态，等待下一次定时器中断的来临，触发新一次A／D转换。此时，可使DSP进入睡眠状态来减少功耗，由定时器中断使DSP重新工作。程序框图如图2所示。

[!--empirenews.page--]
    基于基本的单相Boost PFC，计算占空比的过程如下：在第n个开关周期内，操作时间从t(n-1)到t(n)，开关周期为Ts，占空比为D(n)，D’(n)=1-D(n)，当VS关断时，有：
   
    设t(n-1)，t(n)时刻，输入电流分别为iin(n-1)，iin(n)，为达到PFC，需使iin(n)=iref(n)，iin(n-1)=iref(n-1)，uo(n)=Uref，所以式(2)变形为：
   
    设输入电压电流的表达式分别为：

    因此，只要实时检测uin和io就可快速计算出D(n)，DSP发出相应的PWM脉冲驱动开关管，从而实现变换电路的PFC。与传统的Boost PFC双闭环控制策略相比，该方法无需电压环和电流环的PI控制器，节省了DSP的操作时间，实时性好，降低了成本。
[!--empirenews.page--]
4 实验结果及分析
    为验证理论分析的正确性，采用TMS320F2812型DSP设计了样机进行实验验证。VS采用APT50G50BN型IGBT，频率为50 kHz。整流桥选用KBPC1504，其400 V／15 A的耐压耐流指标满足实验要求，VD0采用快恢复二极管20CTH03，VD1～VD3用快恢复二极管IXYS DSEI 60-10A，输入220 V／50 Hz的单相交流电，Boost变换器电路的参数为：Lf=28μH，Lr=0．17μH，Cr1=0．7 μF，Cr2=0．43μF，Co=3 900μF，R=25 Ω。图3a为VS的零电流开通零电压关断波形，关断过程中电流有一段时间的振荡，这是电容和电感谐振造成的。图3b为输入端电压、电流波形。可见，电流很好地跟踪了电压变化，提高了输入侧的功率因数。实验结果和理论分析相吻合，验证了前文的分析。

5 结论
    研究了一种基于DSP的Boost PFC软开关变换器，详细分析了其工作过程。由理论分析和实验结果可知，此拓扑实现了开关管的零电流开通和零电压关断，大大降低了变换器工作过程中的开关损耗，提高了电路的传输效率，并且采用基于DSP的新型控制算法，减少了信号处理，有效节省了DSP的资源。实验结果显示输入电流能很好地跟随输入电压的变化，达到了PFC，并且也实现了输出电压的稳定。不足之处在于使用了过多的二极管，增加了电路成本。另外，电感电容参数设计不当时会引起额外的谐振，影响电路性能。