PFC在反激照明驱动中的工作原理

随着照明技术的发展，LED走进了人们的生活，由于其节能环保、使用寿命长，很快获得了稳固的市场地位。但是如果要点亮LED,就需要恒定电流以及高功率因数。所以在LED的设计中，需要集成PFC单级反激式转换器。PFC为功率因数校正的缩写，是有效功率除以总耗电量（视在功率）的比值，它反应了电路当中电力被有效利用的程度。但是对一些LED新手来说，PFC方面的知识却是没有接触过的，本篇文章就介绍了反激式LED中的PFC原理，希望对各位有所帮助。

在反激拓扑结构当中，PSR（初级端调节）是一种最为快捷高效的电路设计，它通过使用具有初级端调节（PSR）的单级拓扑来实现。在图1中我们给出了高功率因数的单级PSR反激式LED驱动的原理图。

图1:具有高功率因数的单级PSR反激式LED驱动器

对于初级端调节，通常优先使用非连续导通工作模式（DCM），因为它能提供极为精确的输出调节。为了实现高功率因数和低总谐波失真（THD），通常会在开关频率固定的DCM反激式转换器中采用恒定导通时间控制。图2所示为初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET开关栅极信号的典型理论波形。

图2:DCM反激式PFC转换器的时序和输入电流

在导通时间恒定的条件下，平均输入电流如下式所示：

此处，D为转换器的开关占空比，为反激变压器的初级绕组电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。

然后，可通过下式计算RMS输入电流：

为了保持DCM工作模式，最大占空比D必须满足：

为了确保反激式转换器在DCM模式下以单位功率因数工作，并具备低THD性能，通常使用匝数比相对较小的变压器。这类反激式变压器会导致较小的开关占空比，使流过MOSFET开关和变压器的峰值以及RMS电流变大，从而造成更多功耗损失。由于峰值开关电流较高，因此需要用到相对较大的EMI滤波器。

具有临界导通工作模式（BCM）的反激式转换器具有零电压导通特性，可最大程度降低开关损耗，因此常用作单级PFC转换器。与DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定导通时间和可变开关频率控制。这里PFC的BCM反激式方法适用于需要相对较高PF,但总体谐波失真（THD）并不低于10%的很多应用。下面的图3显示了其初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET栅极开关信号的理论波形。

图3: BCM反激式PFC转换器的时序和输入电流

平均输入电流表述如下：

上文输入电流等式中的分母使得电流波形呈现出明显的非正弦形态。下面的图4显示了BCM反激式拓扑的输入电流波形，其中RVR为参数。对输入电流波形的谐波分析表明，若RVR为2,则很难获得低于10%的THD。

图4: 以RVR作为参数的BCM反激式拓扑输入电流波形

在开关的关断期间，开关上的最大电压等于峰值输入电压加上反射电压VR.因此，由于MOSFET开关的额定电压限制，RVR的可能值范围仅为1（美国标准输入电压）和2~3（欧洲标准输入电压）。对于采用通用输入电压的照明应用而言，为了达到相对较低的THD,必须使用800 V甚至1000 V MOSFET,以使RVR比率尽可能低。它的开关频率也有可能变得非常高，尤其是在高输入交流电压的LED调光应用中。

综合分析之后，我们可得出以下结论：

1.用于MOSFET峰值漏极电流的输入电压无需作为参考。如果导通时间在半周期间是恒定的，则峰值漏极电流将会随着输入电压的变化而变化。

2. 输入电流波形不理想的主要原因是可变频率，更确切地说是可变占空比。在漏极电流波形相同的情况下，如果占空比在半周期间保持恒定，则输入电流将会是正弦曲线。

反激式电路是目前比较经济且高效的一种电路。它不需要电路进行电解电容的输入和反馈电路的设定，并且只需要较少的外部元件，降低了整体成本，所以才会成为目前照明电路设计的主流。