电流源设计小Tips（二）：如何解决运放振荡问题(2)

看似只有一个输入端Vin，但有前提条件——理想电源。

此电路共有5个输入端，Vin、Vcc、Vee、Vp和GND。

1. Vin为设定输入端，自然希望所有系统输出都只与其相关。

2. Vcc和Vee为运放电源。通常运放只需要5mA以内的偏流，因此只需滤波电容大于100uF既可限制纹波在可容忍的范围内，况且Vcc和Vee一般会有78xx稳压，78xx的纹波抑制能力不低于100倍即40dB，运放本身的电源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅变化对系统的影响基本可以忽略，即Vcc和Vee可视为理想电源。

3. GND也是输入端?不错，除非铜的电阻率为0，否则地阻抗会起作用。如果PCB严格一点接地，由于地阻抗造成的问题基本不用考虑。否则，PCB设计不合格。

还剩下一个Vp，虽然Vp也可由78xx得到，稳压前还可用大电容滤波，但MOSFET是没有电源抑制能力的，因此Vp的波动会通过影响输出电流(一定频率下，系统调整能力是有限的)直接作用在Rsample上，并反应在运放输入端Vin-。

100mA的电源的纹波问题是容易处理的，如果电流达到A_级别以上，很少有便宜的稳压IC可以处理，虽然LT108x能达到5A，但是在Vdrop不大的情况下，如果Vdrop=3V，一般的小散热器就会力不从心，5A只是瞬间电流储备能力，不推荐连续使用。因此A_级别以上的电源大多直接整流滤波得到，纹波不可小视。虽然理论上2000uF/A的滤波电容已足够抑制纹波，但那是在变压器内阻极低的前提下。更大电流的电源很多由可控硅调压得到，那个纹波就更厉害，即使滤波电容很大，纹波仍可由示波器清晰看到。

如果Vp由开关电源提供，开关电源工作频率附近的噪声将作为输入信号进入电路。

如果纹波频率很低，例如100Hz，系统在此频率完全可以应对，但Vp引入的信号(纹波和噪声)通常不是正弦波，而是非对称三角波，上升沿和下降沿分别为电容充电和放电曲线的一部分，富含谐波，而且谐波频率很高，但幅度逐次衰减。开关电源更是如此，由于其工作频率很高，纹波基波幅度已经很大，因此可能造成更显著的问题。

纹波或其某个谐波通过Vp进入电路后，如果系统在此频率上调整能力有限，将造成输出电流波动(系统无法以足够的速率相应反向调整)，并反应在Rsample上，进入Vin-。运放随即调整输出端，但能力有限，输出端尚未调整好，纹波的幅度和相位就可能发生变化，再次通过Rsample反馈到Vin-就可能出现相位裕量不足的情况，从而诱发振荡。

由电路理论出发，如果系统在某个频率上控制能力(带宽)不足，则无法抑制此频率上的电源波动影响。因此要么提高系统带宽，要么改善电源质量。

然而，对于恒流电子负载而言，原则上要面对各种电压源Vp，而且大多数是作为中间产品的实验源，性能参差，纹波水平各异。改善电源质量基本是句空话。提高系统带宽对于稳恒用途又实在意义不大，而且造成成本陡增。

还有一种消极但便宜而且适应性强的处理办法，使运放无法看到高频率的纹波，即积分补偿。

在运放Vin-和输出端之间添加Rm、Cm串联网络，使Rsample上的电压进入Vin-之前由RF、Rm和Cm进行积分滤波，使输出电流中高次谐波成分无法(或大部分无法)进入运放。对于电子负载，积分补偿更为重要。

由于RF、Rm和Cm构成积分器，因而称为积分补偿。积分补偿的0dB频率fi0dB由RF和Cm决定fi0dB=1/2piRFCm。

大于0dB频率的纹波成分受到衰减，直至达到Rm和Cm确定的回转(零点)频率fiz=1/2piRmCm。回转的作用在于不过分降低系统对高频的反应能力。

0dB频率至少应低于诱发振荡的纹波频率10倍，已达有效衰减。

很多电路不使用Rm，即没有回转频率。那一定有Cm很小(100pF左右)的前提，否则如果Cm很大，积分频响曲线在高频段衰减过于严重，将造成系统高频控制力下降。对于Vp性能不太好的情况，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。

显然，积分器0dB频率越低，系统越稳定，但也会由于Rm、Cm和Rc、Cc构成的局部反馈使系统瞬态性能降低，因此适可而止。

积分补偿没有固定的经验值，如果Vp质量较好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp质量很差(例如电子负载通常见到的情况)，Cm可增大至1uF。

此外Cm的选择还与运放GBW有关，GBW越高(当然要有频率足够高的MOSFET配合)，系统对于高频的控制能力越强，Cm可越小。

Rm决定回转频率，通常回转频率高于0dB频率10倍以上，因此Rm大致为1/10RF=100 Ohm。

因此，如果可能，一定首先改善Vp质量。

好在本次只做100mA的电流源，一个7824或LM317就搞定了。在此情况下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz频率以上由Vp造成的电流纹波/噪声可由输出减振器网络消除。

本次增加成本：

100 Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元

1000pF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元

合计0.04元

合计成本：9.55元[!--empirenews.page--]

题外话：

Rm、Cm、Rc和Cc构成的局部反馈问题至今悬而未决，用拉普拉斯变换，无论如何计算，运放开环直流增益都会下降至(Cs+Cm)/Cm，但实际上直流时电容是开路，运放开环直流增益不受影响。

也许是拉普拉斯变换对直流力不从心，细细想来，倒是一个简单的问题，1/0不是无穷大，而是没有意义。

考虑以下的电路，Vin为直流电压，Vout是多少呢?如果用容抗计算Vout=1/2Vin，但实际上Vout=任意值。因为直流下电容没有容抗概念。

避免轻微的超调过冲和常规电压接口

由于噪声增益补偿的问题，电流源在阶跃激励下会有轻微的超调过冲，稍严重一点儿在示波器上能看到逐渐衰减的超调振荡。

虽然不严重，但追求完美即完善细节，尽量做得比对手好一点。

如果电流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在这个问题了。

蒙蔽它。只需一个低通滤波器。

恰好正需要一个常规电压接口，0—0.3V估计不是标准的电压，标准电压一般都是2.5V/5V(DAC、基准)或7V(更好的基准)。

电阻分压降压即可，以2.5V为例。

(2.5/0.3)-1=7.33，如果对地电阻R4为3.3k Ohm，水平电阻为24.2k Ohm，其中设置微调R2=5k Ohm + R3=500 Ohm电位器，固定电阻R1取值22k Ohm。

对地电阻并电容C1，获得低通滤波器，转折频率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))《zc=1kHz，C1》0.054uF，实际取0.1uF。

R1和R4影响电流源的温度性能，因此必须使用低温漂电阻。

此时Iin的影响就应降至最低。

本次增加成本：

22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元，合计0.50元。

3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元，合计0.50元。

5k Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元，合计2.00元

500 Ohm Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元，合计2.00元

0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元

合计5.03元

合计成本14.58元