电路笔记：RF至位解决方案可提供6 GHz信号的精密相位和幅度数据

连接/参考器件

连接/参考器件

ADL5380

400 MHz至6,000 MHz正交解调器

ADA4940-2

超低功耗、低失真ADC驱动器

AD7903

双通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC

ADR435

超低噪声XFET 5.0 V基准电压源，具有吸电流和源电流能力

评估和设计支持

电路评估板

ADL5380评估板(ADL5380-EVALZ)

ADA4940-2评估板(ADA4940-2ACP-EBZ)

AD7903评估板(EVAL-AD7903SDZ)

系统演示平台(EVAL-SDP-CB1Z)

电路功能与优势

图1中的电路可精确地将400 MHz至6 GHz RF输入信号转换为相应的数字幅度和数字相位。 该信号链可实现0°到360°相位测量，900 MHz时精度为1°。 该电路采用一个高性能正交解调器、一个双通道差分放大器以及一个双通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模数转换器(SAR ADC)。

图1. 用于幅度和相位测量的简化接收器子系统(未显示所有连接和去耦)

电路描述

正交解调器

正交解调器提供一个同相(I)信号和一个正好反相90°的正交(Q)信号。 I和Q信号为矢量，因此，可以用三角恒等式计算接收信号的幅度和相移，如图2所示。 本振(LO)输入为原始发射信号，RF输入为接收信号。解调器生成一个和差项。 RF和LO信号的频率完全相同，ωLO = ωRF，因此，结果会过滤掉高频和项，差项则驻留于直流。接收信号的相位(φRF)与发送信号的相位(φLO)有所不同，该相移可表示为φLO - φRF。

真实I/Q解调器具有许多缺陷，包括正交相位误差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有这些都会导致解调信号质量下降。要选择解调器，首先确定RF输入频率范围、幅度精度和相位精度要求。

ADL5380解调器采用5 V单电源供电，可接受400 MHz至6 GHz范围内的RF或IF输入频率，从而成为接收器信号链的理想选择。根据配置，可提供5.36 dB电压转换增益，ADL5380的差分I和Q输出可以把2.5 V p-p差分信号驱动至500 Ω负载。 在900 MHz时，其噪声系数(NF)为10.9 dB，一阶交调截点(IP1)为11.6 dBm，而三阶交调截点(IP3)为29.7 dBm，动态范围出色;而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡则可实现杰出的解调精度。ADL5380采用高级SiGe双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。

ADC驱动器和高分辨率精密ADC

ADA4940-2全差分双通道放大器具有出色的动态性能和可调输出共模电压，是驱动高分辨率双通道SAR ADC的理想之选。ADA4940-2采用5 V单电源供电，以2.5 V共模电压提供±5 V差分输出。 根据配置可提供2倍增益(6 dB)，并把ADC输入驱动至满量程。RC滤波器(22 Ω/2.7 nF)可限制噪声，减少来自ADC输入端容性数模转换器(DAC)的反冲。ADA4940-2采用专利的SiGe互补双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。

AD7903双通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，FS增益误差为±0.006%，失调误差为±0.015 mV。AD7903采用2.5 V单电源供电，1 MSPS时功耗仅为12 mW。使用高分辨率ADC的主要目标是实现±1°的相位精度，尤其是当输入信号的直流幅度较小时。 ADC所要求的5 V基准电压源由ADR435低噪声基准电压源产生。

图2. 利用正交解调器测量幅度和相位

图注：

Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差项(直流)

Sum term gets filtered：和项被过滤掉

常见变化

使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解调器可将电路的频率范围扩展至较低频率。

根据具体的应用，可能需要在解调器和ADC之间使用放大器，也可能不需要。ADL5380能够与AD7903直接接口，因为这两个器件的共模电压是兼容的。 如果使用共模电压不在解调器范围内的另一个ADC，那么就需要用一个放大器，以最少的功率损失实现电平转换。

AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。[!--empirenews.page--]

电路评估与测试

如图3所示，接收器子系统利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估套件实现。 这些电路组件针对子系统中的互连优化。 两个高频锁相输入源提供RF和LO输入信号。

表1总结了接收器子系统中各个组件的输入和输出电压电平。 在解调器的RF输入端，11.6 dBm的信号产生的输入在ADC满量程范围的-1 dB之内。 表1假定ADL5380的负载为500 Ω，转换增益为5.3573 dB，电源增益为- 4.643 dB;假定ADA4940-2增益为6 dB。 该接收器子系统的校准程序和性能结果将在后续章节讨论。[!--empirenews.page--]

表1. 图1中的输入和输出电压电平

接收器子系统误差校准

接收器子系统有三个主要误差源： 失调、增益和相位。

I和Q通道的各个差分直流幅度与RF和LO信号的相对相位存在正弦关系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通过以下方式计算得到：

电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × cos(θ) (3)

电压QCHANNEL= 最大I/Q输出 × sin(θ) (4)

随着相位移过极化坐标，理想状况下，有些位置会产生相同的电压。 例如，I(余弦)通道上的电压应与+90°或-90°相移相同。 然而，对于本应产生相同直流幅度的输入相位，恒定相移误差(不受RF和LO的相对相位影响)会导致子系统通道产生不同结果。 这种情况如图4和图5所示，其中，当输入应为0 V时，结果产生了两个不同的输出码。这种情况下，-37°的相移远远大于含有锁相环的真实系统的预期值。 结果，+90°实际上表现为+53°，-90°表现为-127°。

图3. 接收器子系统评估平台

表2. 0 dBm RF输入实测相移

通过10个步骤从-180°到+180°收集结果，其中，未校正数据产生图4和图5所示椭圆形。通过确定系统中的额外相移量，可以解决该误差问题。 表2显示，系统相移误差在整个传递函数范围内都是恒定不变的。

系统相位误差校准

对于图3所示系统，当步长为10°时，平均实测相移误差为-37.32°。在已知该额外相移时，可以算出经调整的子系统直流电压。 变量φPHASE_SHIFT定义为观测到的额外系统相移的平均值。 相位补偿信号链中产生的直流电压可以计算如下：

电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × (cos(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) - sin(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (5)

电压QCHANNEL = 最大I/Q输出 × (sin(θTARGET)cos(φPHASE_SHIFT) + cos(θTARGET)sin(φPHASE_SHIFT)) (6)

对于给定的相位设置，等式5和等式6提供了目标输入电压。 现在，子系统已线性化，可以校正失调误差和增益误差了。图4和图5中同时显示了线性化的I和Q通道结果。对数据集进行线性回归计算，结果将产生图中所示最优拟合线。 该拟合线为各个转换信号链的实测子系统传递函数。

图4. 线性化的I通道结果

图5. 线性化的Q通道结果