GaN HEMT：一些器件特性和应用权衡，第一部分

1993年M.A.Khan等人制备了第一只氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)，随后GaN HEMT在高频微波大功率方面开展了广泛的研究，经过后续十几年的研究发展，解决了诸多理论和工艺技术问题，产品性能显著提高。

作为新一代的固态微波功率器件，GaN HEMT微波功率器件自问世以来就一直受到欧、美、日本等各国的特别关注并得到重点发展，特别是美国DARPA制定的宽禁带推进计划(2002-2009)针对射频应用启动了宽禁带半导体发展计划(WBGS-RF)，其目标是实现具有标志性的工作频率8-12GHz输出功率60W工作效率35%的T/R模块、工作频率大于40GHz输出功率20W工作效率30%的Ka波段功放模块以及工作频率2-20GHz输出功率100W工作效率20%的宽带功放模块3个典型产品。

GaN HEMT 器件处于创造新机会以及在广泛的功率转换和功率传输应用中取代现有的硅基设计的最前沿。在本文中，我们将回顾一些更广泛使用的 HEMT 的一些关键器件特性，并尝试强调每个方面的一些权衡。

用于电源应用的两种最广泛使用的 GaN HEMT 方法是：

· e 模式：这里的器件可以用 p-GaN 肖特基栅极形成，导致 Vt 约为 1.7V。这种方法的例子是 GaN Systems、GaN Power International、Innoscience 等提供的设备。对于电子模式器件的 Vt 相对较低，一个值得注意的例外是 Cambridge GaN Devices 的产品，它通过一些创新的设计方法提供大于 2V 的电子模式器件。

· 一种级联方法，其中 LV Si MOSFET 本质上是串联放置并创建栅极驱动。可以实现更高的 Vt，Transphorm、Nexperia 和其他公司提供了一些例子。

E 模式器件具有利用GaN HEMT 的一些内在优势的优势，例如由于漏极/源极中没有 pn 结而没有反向恢复损耗，以及由于没有额外的器件而导致的更简单/更低的寄生效应。系列。然而，一个很大的缺点是栅极驱动的余量很差，并且容易受到来自低 Vth 的栅极噪声的影响。

级联方法解决了 e 模式较差的栅极裕度并提供了更强大的栅极。然而，这是以 Si FET 中的反向恢复 (Qrr) 可能具有更高的开关损耗为代价的。为减轻这种情况而采取的方法将在后面讨论。

下面列出了一些重要的应用性能示例，并对上面列出的两种设备方法进行了比较

A. GaN HEMT 的硬/软切换特性

硬开关 (HS)：示例包括同步降压/升压转换器和连续导通模式 Totempole PFC AC/DC 转换器。传导和开关损耗都会影响整体效率。在硬开关中，由于反向恢复和结电容电荷，导通损耗占主导地位。输入栅极电容开关节点充电/放电的损耗在高频下也有重要作用。来自高频 HS 的高 dI/dt 和 dV/dt 也对器件提出了第三象限硬换向要求，这可能是另一个损耗组件。在这个 HS 领域内，由于缺少体二极管且没有 Qrr，e 模式器件可能提供更低的损耗。但要考虑的因素是大多数电子模式设备的低 Vth，然后在高频 HS 下容易产生振荡响应，并且可能需要负栅极偏置才能完全关闭器件。这会使栅极驱动器电路显着复杂化。

具有较高 Vth 的级联器件提供更多的 Vgs 裕量，并且可能提供更简单的单极栅极驱动，不需要负关断电压。潜在的缺点是 Si MOSFET 的存在会导致更高的 Qrr。德州仪器 (TI) LMG352xR030-Q1 器件已针对此问题提出了解决方案，该器件具有带 GaN HEMT 的 Si 集成栅极驱动器，可驱动 GaN HEMT 的栅极电压为负，以在关断事件中将其关闭，同时保持级联 Si FET 导通，防止 Si 器件反向损耗。级联器件还可以对 HS 转换器施加设计限制，以在关断转换时实现最大反向 dI/dt [1]. 这是因为 GaN HEMT 的栅极从级联 Si MOSFET 内的体二极管的恢复中获得高正电压。这可以降低 GaN 器件的跨导，并在高于额定 dI/dt 的情况下运行时产生更多损耗。

当在关闭状态下需要负 Vgs 时，转换器中的死区时间损耗分量也可以发挥更大的作用，如下所述。由于 GaN HEMT 是没有 p 体的横向 n 沟道，因此反向第三象限操作本质上是 HEMT 反向操作，即 Vdg > Vth 需要沟道转弯。然而，这取决于在此期间栅极端子的状态。

在需要负 Vgs 以确保完全关断的情况下，对于某些 e-mode 器件，这些增加的 Vgs 将增加有效 Vsd。相反，如果在第三象限操作期间可以应用正 Vgs，则会降低有效 Vsd。转换器中的死区时间损耗 Pdt ~ Vsd X Tdt，其中 Tdt 是死区时间。与 Vsd < 1V 的 Si MOSFET 相比，GaN Vsd 可能要高得多，尤其是对于 e-mode HEMT。在 TI 的 LMG352xR030-Q1 芯片中实施的称为理想二极管模式的解决方案是在感应到负 Vds 时使用自适应栅极驱动来打开 GaN FET，从而将向右移动并缩短死区时间失利。级联结构中的 Si MOSFET 呈现出具有较低导通电压的续流二极管，因此与 e 模式器件相比，呈现出较低的净 Vsd，

软开关 (SS)：其中的示例包括零电压开关 (ZVS)，例如 LLC 辅助电路，它注入谐振脉冲，将必须打开的开关两端的电压降低到零。

因此最小化了导通损耗。由于开关损耗已降至最低，因此可以主导 SS 拓扑的是传导损耗。HEMT 器件 (Coss) 上的低输出电荷也是关键，因为这会降低峰值磁化电流。Sojka 等人[2]进行了一项分析，比较了 Transphorm TPH3205WSB 级联 HEMT 的 HS 和 SS，并得出结论，当效率是主要目标并且 SS 性能更好时，ZVS 是首选，尤其是在高开关频率下。Böcker 等人还表明，动态 Rdson 退化可能在 HS 损失中发挥作用，而 SS 在这方面是一个优势。