通过基于 SiC 的改进中性支路最大限度地减少电动汽车充电器的二阶纹波和直流电容

电动汽车技术是汽车行业的未来，电池和快速充电系统的不断快速发展。在不牺牲充电时间的情况下，研发工作正在进行中，以确保电池的尺寸更小，并且在充电时间内的功耗最小。

太阳能光伏、风力涡轮机和储能系统具有三相逆变器，用作主动配电网络和分布式能源 (DER) 之间的接口。如今，带有更紧凑固态变压器 (SST) 的传统笨重变压器也需要三相逆变器来为负载供电。DER和SST给不平衡负载供电时，通常需要三相四线逆变器，为负载的零序电流提供额外的通路。

与传统电动汽车充电器相比，碳化硅半导体器件的技术由于具有各种优势而具有优势。传统上，50千瓦的电动汽车充电器有一个重1000公斤的配电变压器和一个重200至600公斤的单独充电单元。此外，该重量(变压器和充电系统)需要安装在混凝土板上。每个模块由一个三级升压PFC级和1600v到400v的隔离直流/DC级组成。这些模块被设计为是可堆叠的，并支持高达450 kW和未来的800 V的电动汽车。

与传统充电器相比，使用碳化硅，50千瓦充电器重量只有100公斤，可以安装在墙上，使用相同的系统占用提供约4×的电力，降低了安装成本。

控制设计

显示了三相四线制逆变器的控制策略。第一部分显示了建议的中性点支腿，第二部分显示了三相四线制逆变器的闭环控制。

提出的中性腿只需要两个额外的控制器：功率解耦控制器GR2(s)，用于解耦二阶母线的波纹，以及谐波补偿器(HC)，用于补偿负载电流中的谐波。下一节解释了基于sic的中性腿的控制。

控制建议的中性支腿

中性腿控制中存在中性电流控制器和功率解耦控制器。

中性电流控制器

该控制器的工作原理与传统中性支路的控制器类似。因此，对于传统的中性支路，所提出的中性支路可以直接采用相同的控制器。这里，假设中性线电流仅包含基波分量，则应用一个与谐振控制器并联的简单 PI 控制器。这里，采用低通滤波器 (LPF) 来获取 C –的平均电压并提取 V –的直流分量。

这里，ωc是LPF的截止频率。100 Hz及以上的谐波分量应该被滤掉，所以ωc被设置为50 rad/s。一个PI控制器可以调节V-到Vdc/2的平均值。由上式可知，kp为比例增益，ki为积分增益ki。

为了确保中性电流通过中性电感器Ln而不是电容器C-提供，采用谐振控制器GR1(s)：

这里，ω为基角频率，ξ1为谐振控制器的截止频率，KR1为控制器的谐振增益。所有地方的增益GR1(s)几乎为零，但谐振频率ω不是零。V-将被测量为GR1(s)的反馈，以调节其基本成分为零。

功率解耦控制器

在功率解耦控制器中应用了另一个谐振控制器GR2(s)。

由上式可知，ξ2定义了截止频率，KR2是控制器的谐振增益，GR2(s)的谐振峰为100 Hz。直流总线电流为，GR2(s)的反馈，二阶分量控制为零。

该中性腿可以提供中性电流，并能同时减少直流母线波纹，中性电流控制器和功率解耦控制器同时并联。

三相逆变器的控制

三相四线逆变器独立工作，为不平衡负载提供平衡的三相电压。因此，交流电压闭环控制采用内环控制。三相由比例谐振电流和电压控制器独立控制。

由上式可知，K p_v 为电压比例增益，K p_i 为电流控制器;K R_v 为电压谐振增益，K R_i为电流控制器;并且ξ v 和ξ i 是截止频率的系数。另外，由于功率解耦控制器G R2 (s)引起的中性点电压变化，二次谐波需要电流控制器进行补偿。因此，如上图，HC与G P R_i (s)并联，用于补偿100Hz处的谐波：

直流母线电压要求

由上式可知，Vdc_avg，con为平均直流总线电压，Vdc_max，con为与常规中性腿不平衡二级功率纹波引起的最大直流总线电压，Ceq为等效直流总线电容。直流电容

对于提供230 Vrms交流电压的三相逆变器，选择1200v半导体开关(Si IGBTs或碳化硅MOSFETs)。因此，直流母线电压不应超过1,200 V。直流母线电容必须设计为直流母线电压不超过750 V。

如图第一个所示，Cdc是放置在开关附近的小薄膜电容器的总和，减少了电压超调和开关谐波。由于Cdc的值可以忽略不计(10µF)，总线电容的主要部分是中性腿的电容。然而，由于电容器的串联连接，等效的直流母线电容降低了。

· 由上式可知，Ctotal、pro和Ctotal分别为建议腿和常规腿所需的总电容。结论

· 与传统的中性腿相比，基于sic的中性腿提供了中性电流，并减少了二阶直流母线的波纹。利用基于SiC的中性支腿可以实现以下参数：

· 输出功率：50 kW

· 输入电压：2400VAC

· 输出电压：200～500VDC

· 峰值效率：97.6%

· 功率因数：≥98

· 输入电流THD：≤5%