缸内直喷汽油机高压喷油器驱动电路的设计

摘要：为了实现缸内直喷汽油机(GDI)喷油量、喷油正时和喷油速率的精确控制，对喷油器驱动电路提出更高的要求。设计了一种GDI发动机喷油器驱动电路，该电路由BOOST升压、高端自举驱动和电流分段控制电路等模块组成，采用双电源供电，以硬件控制方式实现三段驱动反馈电流控制，节省了软件资源。实验表明，该电路可以有效减小喷油器的开启时间和关闭时间，满足喷油器对驱动性能的要求。
关键词：喷油器驱动电路；BOOST升压；高端自举驱动；电流分段控制

    缸内直喷汽油机(GDI)燃油喷射系统将燃油以喷雾形式直接送入气缸中，在缸内实现油气混合。通过改善喷雾特性，在缸内形成理想混合气是GDI能够实现其在燃油经济性和排放特性方面优势的关健。喷雾特性除与喷油器本身的特性有关外，还需要一个高效的喷油器驱动电路，实现对喷油量、喷油正时和喷油速率的精确控制。北京航空航天大学开发了基于GDI喷油器专用驱动芯片L9707的喷油器驱动电路，但目前该芯片在国内市场上无法买到。为此，笔者设计了一种缸内直喷汽油机喷油器驱动电路，采用运用芯片以硬件方式实现喷油器驱动所需的三段驱动电流，减少对软件资源的占用，满足GDI发动机对复杂喷射的要求。

1 驱动电路总体设计方案
    如图1所示，理想的喷油器驱动电流要求分为3个阶段：上升阶段(T0—T1)、拾波阶段(T1—12)和保持阶段(T2—T3)。在上升阶段，需要一个高电压直接作用在喷油器电磁阀线圈上，加快驱动电流上升速度，以缩短喷油器开启时间；在拾波阶段，仍需提供较大保持电流，以防止电流突变导致喷油器针阀意外落座；在保持阶段，驱动电流下降到一个较小的值，保证喷油器处于打开状态且功耗降低。

    喷油器驱动电路结构如图2所示，由升压电路、高端自举驱动电路、电流分段控制电路等组成，工作原理如下：

    发动机喷油时，ECU同时产生选缸信号和高压触发信号，其中，选缸信号通过低端驱动电路控制相应缸号的低端MOSFET导通，其脉宽决定了喷油时间；高压触发信号通过高端自举驱动电路控制高端MOSFET管M1导通，其脉宽决定了高电压通电时长。此时，通过升压电路得到的高电压VH对喷油器供电，形成较大的电流，使喷油器快速开启。
    高压触发信号结束时，其下降沿触发单稳态触发器，产生一个低电平信号，控制基准电压设定电路产生一个高基准电压。当采样电压低于基准电压时，比较器输出高电平，通过与门逻辑输出高电平信号，允许高端MOSFET管M2工作，低电压VL开始供电，电流增加。当采样电压高于基准电压时，比较器输出低电平。此时，M2截止，低电压VL停止供电，电流减小。如此循环，使第一段保持电流始终稳定在由高基准电压确定的范围内。
    单稳态触发器产生的低电平信号结束后，基准电压设定电路产生低基准电压。类似地，使第二段保持电流始终稳定在由低基准电压确定的范围内，直到喷油结束。

2 DC／DC升压电路
    DC／DC升压电路采用BOOST变换方式。如图3所示，升压电路由电流型PWM控制器UC3843、多量程电流传感器LA28_NP、MOSFET Q1、储能电感L1、二板管D1、储能电容C4和电压反馈电阻R5、RV等组成。

    BOOST升压原理是：当MOSFET管Q1导通时，二极管D1反相截止，电感线圈L1与供电电源形成闭合回路，能量以磁能形式储存在L1中；当MOSFET管Q1截止时，由于流过L1的电流不能发生突变，所以L1两端会产生一个与供电电源同向的感应电动势。在它们的共同作用下，二极管D1导通，以高于电源的电压向储能电容V4充电。如果MOSFET反复导通和截止，就可以在储能电容C4两端得到高于电源电压的电压输出。
    UC3843通过FWM的方式控制BOOST电路的工作，其工作原理为：当电压反馈引脚VFB输入电压高于2．5 V时，输出引脚OUT为低电平，BOOST电路停止工作；当电压反馈引脚VFB输入电压低于2．5 V时，引脚OUT输出PWM信号，BOOST电路开始工作。
    电容C4两端电压经电阻R5、RV分压后输入到VFB引脚。调整电阻R5、RV大小，使得输出电压为目标电压时，输入到VFB引脚的电压恰好为2．5V，从而实现对输出电压大小的控制。
    PWM输出频率由Rt／Ct引脚外接的R3和C3确定，最大工作频率可达500 kHz，计算公式为：
   
    电流传感器LA28_NP对电流进行检测，与UC3843配合工作，实现过流保护功能。当LA28_NP检测到流过蓄能电感L1的电流为I1时，其信号输出引脚M产生与I1成正比的电流I1／k(k=1 000)，经过采样电阻RS转化成电压信号后，送入UC3843的电流取样引脚sense。当Isense引脚输入电压高于1．0 V时，UC3843启动过流保护功能，OUT引脚停止输出PWM波，升压电路停止工作。
    因此，通过调整电阻RS的阻值，即可确定允许流过蓄能电感L1的最大电流IPk，IPK与采样电阻RS的关系为：
   

3 高端自举驱动电路
    为保证MOSFET饱和导通，栅极与源极之间的压差应大于其开启电压VGS(th)，且栅极电压一般以地为参考点。在喷油器驱动电路中，高端MOSFET的栅极接电源，源板接喷油器。为此，需要设计一个高端自举驱动电路，以提高栅极的驱动电压，保证高端MOSFET的正常工作。
    高端自举驱动电路如图4所示，主要包括：栅极驱动芯片IR2110、MOSFET、自举电容C2、自举二极管D2。

    栅极驱动芯片IR2110具有独立的高端和低端输入通道，高端工作电压可达500 V，输出的电源端电压范围为10～20 V，逻辑电源电压为5～15 V，可方便地与TTL、CMOS电平相匹配，具有工作频率高，导通、关断延迟小等特点。
    高端自举驱动电路的工作原理如下：PWM信号H_IN输入到IR2110的高端信号输入引脚HIN，其反相信号L_IN输入到低端信号输入引脚LIN。当HIN引脚输入低电平、LIN引脚输入高电平时，HO输出为低电平，LO输出为高电平，此时，MOSFET管Q1导通，由+12V、D2、C2、Q1、GND构成的充电回路对自举电容C2充电；当HIN引脚输入高电平、LIN引脚输入低电平时，C2充电完毕，IR2110的引脚HO与引脚VB(C2正极)导通。此时，Q2栅源极电压高于其开启电压，高端MOSFET被打开，自举完成。此外，电阻R5和电容C5用于延时LO引脚信号输出，以防止高压端对地短路。
    自举元件D2、C2的选取直接影响自举电路的驱动性能。在电路中，自举二极管起到隔离高端电源与低端电源的作用。当Q2导通时，其栅源极开启电压VGS(th)完全由自举电容提供，选用超快速恢复二极管MUR160，能够承受电路中的全部电压，且可以减小自举电容反馈进电源的电荷量。此外，C2必须具有足够的储能才能驱动Q2的栅极，应选用钽电容，并尽量靠近芯片。自举电容最小的电荷量可由式(3)计算：
   
    式中：Q1为MOSFET栅极电荷；f为工作频率；Iqbs(max)为高端驱动最大静态电流；ICbs(leak)为自举电容漏电流；Qls为每个工作周期内电平转换电路中的电荷。
    自举电容必须能够提供不低于上述要求的电荷，为保证一定的裕量，自举电容上的电荷必须是最小电荷量的两倍。利用式(4)可以计算自举电容的电容量：
   
    式中：Vf为自举二极管的正向压降；VLS为低端MOSFET的压降；VMfin为Vb与Vc之间的最小压差。由式(3)(4)计算得自举电容应当大于0．26μF，实际选取0．47μF，耐压为35V的钽电容。

4 电流分段控制电路
    电流分段控制电路由基准电压设定电路A和电流反馈控制电路B组成，如图5所示。其中，电流传感器反馈电压Vf与喷油器驱动电流大小成正比，拾波和保持阶段驱动电流的大小则通过输出信号S_IN控制喷油器低压电源的通断来实现。

    如图5(A)所示，基准电压Vref大小由分压电阻R1、R2、R3和三极管S1共同决定：正常情况下，单稳态触发器输出保持高电平，三极管S1导通，Vref(5-0．6)x[R2／(R2+R3)]；当高压触发信号结束时，其下降沿会触发单稳态触发器输出一个设定脉宽的低电平脉冲，三极管S1截止，Vref=5x(R1+R2)／(R1+R2+R3)]。
    如图5(B)所示，电流反馈控制电路主要由电压比较器U1和与门U2构成，工作原理是：当Vref大于Vf时，U1输出高电平，与喷油脉宽信号和PWM信号相与后，S_IN输出一个PWM信号，控制低压电源对喷油器供电，使电流不断上升，电流传感器反馈电压Vf也随着上升；当Vf大于Vref时，U1输出低电平，与喷油脉宽信号和PWM信号相与后，S_IN输出低电平，低压电源停止对喷油器供电，使电流下降，直到Vf小于Vref。不断重复上述动作，实现电流的反馈控制。
    通过电流反馈和基准电压的共同作用实现了电流的分段控制。

5 实验验证和结论
    对所设计的驱动电路进行试验，12 V电压经过升压后可以得到90 V高电压。设置喷油脉宽为5 ms，所测得的电流波形如图6所示。

    喷油开始时，通过喷油器的电流在250μs内迅速上升到16 A使喷油器打开，随后在拾波阶段和保持阶段分别产生5 A和2．5 A的电流，以保持喷油器持续打开直至喷油结束。
    所设计的驱动电路结构简单，实用性强。升压电路具有过流保护功能，有效地提高了驱动电路的安全系数。采用双电源供电方式，加快了喷油器的开启响速度；采用三段电流驱动方式，降低了系统功耗，有效地延长了喷油器的使用寿命。