导入H型桥式拓扑架构　1,700V IGBT提升转换效能

功率单元串联拓扑普遍应用于中电压驱动器。其中2MVA容量以下的低功率产品，正面临残酷的成本竞争，所幸，创新的绝缘闸双极性电晶体(IGBT)模组，进一步将设计推向更高的性价比。本文以EconoDUAL封装为基础，从应用层面说明新型的1,700伏特(V)H型桥式模组。本模组提供许多优点，不仅能够实现功率单元设计最佳化及缩小产品体积，也能使IGBT4 E4及P4晶片的各项优势获得充分运用；这两款晶片是具备软切换及更高Tvj.op的最新一代产品。本产品开发的额定电流达250安培(A)，以因应低功率范围的单元需求，并有效的实现34毫米(mm)及62毫米封装替代的解决方案。此外，本文将延伸探讨输出电流能力对于功率消耗及温度分布的关系。

目前有许多转换器拓扑开始被应用于中电压驱动器，就如中国的2.3仟伏(kV)、3.3kV、6kV及10kV驱动系统。对于20百万瓦(MW)以下的低功率及中功率容量，驱动器制造商大都提供不同电路拓扑的电压源变频器(VSI)，如二阶和多阶VSI，普遍使用的有三阶中性点箝位(3L NPC)、四阶飞驰电容(4L-FC)及串联H型桥式功率单元(CHB)。三阶或五阶ANPC等新兴技术是为了损耗平衡而研发，可免除在低速切换频率条件下电流与功率的降额应用。至于在高功率容量方面，负载换相式电流变频器(LCI)现在已经开始应用矽控整流器(SCR)，甚至是闸关闸流体(GTO)和对称型闸换向闸流体(SGCT)。此外，百万瓦特功率范围的高压变频调速装置(MVD)不仅是标准产品，也是工业驱动系统或能源转换的关键所在。工业部门需要驱动系统及功率转换器提供不同功效，因此建立不同的电路拓扑，以满足各种不同的应用需求。

目前主流的功率单元串联拓扑，能够提供完美的正弦输入波形及低电流失真，利用多重绕组相移变压器容易实现系统，并可轻松维护。图1所示为一般的基本拓扑。各个相位的功率单元数量可由功率单元输出电压决定，即使在较低的切换频率下，每个功率单元通常多数应用至1kHz，不过较高的等效串联谐振频率(fs)取决于系统输出的需求，因此可能采用不同拓扑，例如三阶H型电桥及脉冲宽度调变(PWM)整流。1,700V IGBT在功率转换过程扮演重要角色。由于需要更高的功率密度和更低的成本，因此市面上已开发H型桥式模组来因应近30%市占率的低功率需求。

图1 主要电路及功率单元的拓扑

1,700V H型桥式模组简介

EconoDUAL外壳提供17毫米(mm)标准高度的平板式设计。1,700V H型桥式模组是以同类型最佳的封装为基础进行开发。其拓扑概观如图2所示。该模组提供100?250A的额定电流，搭配1,700V的阻断电压。虽然可能需要50A或75A等较低额定电流的产品，但是产品成本必须与价格取得平衡，尤其封装成本是其中的关键因素；因此可藉由搭配100A额定电流的IGBT涵盖这类需求。1,700V IGBT4搭配沟槽场截止(Trench Field-Stop)技术，可进一步满足特殊应用需求，其中功率消耗主要来自导通损失，因为应用在低频率的fs几乎可以忽略切换耗损。

图2 1700V H型桥式模组

H型桥式拓扑架构配置四个IGBT及四个FWD，可采用62毫米(mm)×122毫米的封装。图3显示其内部晶片配置及外观尺寸。上臂及下臂IGBT采用系统化配置方式，实现最佳化换流回路，因此内部杂散电感可降低至约23nH。DC+、DC–及T1、T2为AC输出级的功率端子，位置都经过精心设计以满足功率单元之间的连接需求。端子与散热片之间的空间距离为12.5毫米，端子与端子之间的空间距离则为10毫米，足以满足功率单元690V输入电压的安规需求。如果在严重污染的条件下需要更大的空间距离，应考虑增加使用绝缘材料等特殊措施。IGBT和FWD的热源均妥善均匀分布在整个基板区域，如此一来可有效提升输出电流能力。这项34毫米及62毫米产品的替代解决方案，对于实现更高功率密度的功率单元非常重要。此外，封装的顶部也采用具备EiceDriver IC的转接板，有助于降低成本及实现精巧的功率单元设计。

图3 晶片配置与外观尺寸

IGBT4特性

以下将以英飞凌(Infineon)F4-250R17MP4做为测试模组，以了解不同Tvj.op情况下的IGBT晶片切换特性。

切换行为

图4显示关断过程的波形。a线为收集极电流Ic，b线为闸极电压Vge，c线为集-射极电压Vce。条件为Vdc=900V、Ic=250A、Vge=±15V、Rgon/off=1ohm、Tvj.op=25℃、125℃、150℃。其他测试也应用相同条件。就下方波形而言，在不同的Tvj.op下测量电压过冲最高148V。若增加Tvj.op，过冲电压将微幅上升但仍然是低的。关断电流波形的外观更为柔和，没有任何寄生振荡。图5显示导通波形，图6显示逆向恢复波形。

图4 关断过程波形

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图5 导通过程的波形

图6 逆向恢复过程的波形

RBSOA能力

为了验证2×Ic电流(500A)的关闭能力，我们采用下列方式进行波形测量 (图7)，此可进一步测试250A装置的 RBSOA。从测试结果来看，最高1,152V的电压仍维持在限制范围内。这显示在不同Tvj.op关闭2×Ic时的耐用性非常高。

图7 测试波形

[@B]热效能[@C] 热效能

在内部配置方面，将两个IGBT晶片及一个FWD晶片配置为一组开关。为了进一步分析基板的温度分布，我们使用ANSYS软体建立H型电桥模组的模拟模型。液冷条件定义为Ta=40℃及传热系数4,000W/m2K。IGBT及FWD分别产生大约214瓦(W)及284W的功率消耗。晶片有效区域模拟结果如图8所示。可藉由平均基板温度Tc来计算热阻Rthjc=(Tjmax-Tc)/P，其中P为功率消耗，而Tjmax则是半导体晶片接面区域的温度。不过预估点是位于晶片中央下方的垂直位置。由于IGBT及FWD在换流操作期间会产生热耦合，因此实际的热能分布可能不同。为了确保装置能在高动态应力情况下安全运作，Rthjc考量20%的设计余量以提供短暂的动态温度瞬变及模组操作温度不均匀等特性；因此每个开关的IGBT Rthjc=0.0885K/W及FWD Rthjc=0.185K/W都清楚注明在规格表中。这样就能以热能观点评估IGBT的Tvj.op是否安全。暂态热阻Zthjc也可透过类似方式达成；而接面温度涟波可由Zthjc的RC网路取得，并藉由结合IGBT4 PC与TC曲线来取得使用寿命的预估值。

图8 IGBT(左)及FWD(右)温度分布

应用实例分析

·功率单元

功率单元是子系统，包含IGBT模组、电解电容、驱动板及散热片和控制器等装置。冷却设计非常关键，可协助提升H型电桥模组的输出电流能力。特别是在需要如图9所示的替代解决方案时，由于EconoDUAL(62毫米×122毫米)的等效基板区域与2pcs 62毫米(61.4毫米×106.4毫米)相比，H型桥式模组的有效散热区域可能较少，但转换相同功率时所需的单元体积和大小反而较小。不过仍须考虑使用铜散热片或嵌入式热导管等特殊冷却方式，以提升电流能力。

图9 62毫米替代解决方案

依据功率单元的一般工作条件，由模拟结果针对不同功率单元的应用提出相对应产品(表1)。此功率单元的额定功率约46.8kW，以P=Vo×Io×cosΦ公式进行预估。因此F4-250R17MP4模组的转换功率密度计算公式为P/A=46.8kW/7564mm2=6.2W/mm2，而2pcs的62毫米P/A=1.1mW/mm2功率密度更小；其中P是转换功率，A则是模组基板区域。不过H型电桥模组的输出电流能力，可能由真实操作的Tvj.op决定，而这完全取决于功率单元的设计，特别是散热条件。

·温度

为了进一步检查2pcs 62毫米模组解决方案的温度差异，我们采用最新版本的IPOSIM工具进行模拟。为简化模拟内容，假设F4模组每臂的Rthha约比2pcs 62毫米的部分高出两倍。其中原因在于2pcs 62毫米模组的基板区域几乎是F4模组的两倍，非常有利于快速散热。不过这项假设仅是根据H型电桥模组的最差散热能力，并不是实际的工作条件。表2显示在正常及过载状况下两个模组的比较结果。每个开关的Rthha=0.54k/W是由IGBT4允许的最大操作接面温度Tvj.op=150℃决定。即使散热片温度120.9℃已达到过载条件，F4模组仍可在安全的操作接面温度内妥善运作，并具备高可靠性。两种模组的功率消耗大致相同。若能提升外部散热系统，就能降低F4模组的Tvj.op及Th。

两种模组的基准请参阅图10(a)。依据模拟结果，F4模组的输出电流能力略高于62毫米。这可能是归功于较低的功率消耗及较小的Rthjc所达成。不过由于F4模组的外壳尺寸的精简化，因此很难实现Rthha=0.27K/W。透过使用R-Tools将 F4模组的温度分布显示如图10(b)。这项模拟是基于使用190毫米×250毫米尺寸的散热器及2.0m/s流速。

图10 基准及温度分析

本文说明1,700V H型桥式模组在产品、应用及热行为和切换耐用性等方面的特色。此系列的IGBT专门用于功率单元串联拓扑，有利于功率单元朝向更高功率密度及精巧外型的方向发展。本模组将成为较佳的替代解决方案取代传统设计。

(本文作者任职于英飞凌)[!--empirenews.page--]