Buck DC／DC变换器在星载开关电源中的应用

摘要：介绍了一款可用于星载开关电源的Buck DC／DC变换器。为满足星载开关电源的需要，相对于传统的BuckDC／DC变换器，该变换器在消浪涌电路、启动电路、驱动电路、过流保护电路的设计上做了一些改进，重点分析了其工作原理，并给出了相关设计公式。该变换器转换效率高，可广泛应用于星载开关电源。
关键词：变换器；开关电源；星载

1 引言
    随着我国航天事业的发展，星载开关电源成为电源行业研究的一个新热点，相对于民用开关电源，星载开关电源在可靠性要求，器件选用等诸多方面有很大的不同。这里介绍了一款可用于星载开关电源的Buck DC／DC变换器，该变换器相对于传统的Buck DC／DC变换器在消浪涌电路、启动电路、驱动电路、过流保护电路的设计上做出改进，以满足星载开关电源在可靠性指标上的要求。

2 电路设计
2．1 总体电路设计
    Buck变换器输入、输出不隔离，稳压控制方式采用负载端直接采样反馈控制方式。变换效率相对于隔离变换器要高出很多，同时电压是降压变换，要求脉宽调制器输出驱动信号的占空比大于50％，因此选用UCx843做为控制芯片。
2．2 主要功能电路及关键参数设计
2．2．1 输入浪涌电流抑制电路
    作为一次电源直接用电负载的Buck变换器输入端有滤波电容，在开机加电瞬间由于滤波电容的充电，会有很大的瞬时输入充电浪涌电流。输入浪涌电流抑制电路是针对解决输入滤波电容充电浪涌电流而设计的，电路原理如图1所示。

    电路基本原理是：输入正线端串接N沟道MOSFET管(VQ1)，R1和C1，C2组成的延时网络向VQ1栅极加电，使得VQ1逐渐导通，利用MOSFET管的跨导特性给输入滤波电容充电，以减小瞬时输入充电浪涌电流。电路稳态工作时，VQ1工作于饱和区。考虑到RCC启动电路带来的浪涌电流及EMC设计上的需要，将RCC启动电路放在输入滤波电路后，加电后首先通过8 V绕组给MOSFET管栅极充电，使栅极电压达到MOSFET管的阈值电压，MOSFET管导通，MOSFET管源极只要能达到约20 V就能使RCC启动电路工作，从而通过RCC电路的辅助绕组提供栅-源间8 V的电压。之所以将MOSFET管放在正线上是因为Buck变换器输入输出不隔离，放在回线上的MOSFET管相当于漏、源极短路，未能起到抑制浪涌电流的作用。VQ1栅-源的开启电压为4．3 V，在7 V以上时达到全导通状态。栅-源电压由RCC启动电路8V辅助绕组获得。
    首先确定启动电容C1，C2的参数，然后根据电容器的参数，计算出R1的参数。在实际电路中，还要考虑后续电路的影响。因此，需根据实际情况，对电阻器的参数进行必要的调整，使Buck变换器的输入浪涌电流和启动特性达到设计要求。同时由于栅极电压对地达到了50 V，因此在电容器的选择上要考虑耐压值。
2．2．2 输入滤波电路
    该电路是由差、共模电感和电容器组成的低通滤波电路，允许低频的脉冲电流流过，对频率较高的噪声干扰进行抑制。其作用是防止Buck变换器本身产生的电磁干扰进入一次母线，同时防止一次电源母线上的干扰进入Buck变换器内部，影响Buck变换器的正常工作。电路原理框图如图2所示。

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    变换器母线上的干扰按照其流动路径可以分为两类：①在电源母线与回线之间流动的具有一定功率的差模干扰；②通过空间感应在电源母线、回线或其他部位同相位的微功率干扰。差模干扰的频率主要集中在1 MHz以下，共模干扰的频率主要在1 MHz以上。因此，对于这两种不同形式的干扰，抑制方式是不同的。
    图中的C5／C6／C7，C40／C41／C42是滤除共模干扰用的Y电容，C8／C9，C10／C11是滤除差模干扰用的X电容，L1是共模电感器，L2是差模电感器。差模电感L=Etoff／0．1I，其中E为输入电压，toff为最大关断时间，I为输入电流。差模滤波电容C=I／(8f△U)，f为开关频率，△U为允许的纹波峰值电压。
    为获得良好的滤波效果，要求X和Y电容的引线必须尽可能短，选择的贴片式电容器符合这一设计要求。此外，为减小变换器内阻，提高动态响应特性，在产品滤波电路参数设计与选择时，采用小电感，大电容。
2．2．3 RCC启动电路
    该电路为单管自激振荡电路，将输入电压隔离变换为稳定的两路输出：12 V用于给UCx843供电；8 V用于抬高消浪涌VQ1的栅极电压。Buck变换器稳定工作后，启动电路输入电压Uin=(38～46)V，工作频率f=100 kHz。该电路中启动变压器采用MPP55045A2的磁环。初级绕组所需电感量为：

    计算可得Ns1=68．8，取68匝。次级绕组2所需要的匝数Ns2=(us2Ns1／us1)，计算可得Ns2=46.3，取46匝。反馈绕组所需要的匝数NB= UBNp／Umin，假定最低输入电压下三极管基极电压UB=6 V，计算可得NB=17．4，取18匝。[!--empirenews.page--]
    表1为输出1带30 mA负载，输出2带2 mA负载时，实际实验验证的数据。

    输出1电压为接UCx843时的电压；输出2电压为接MOSFET管时电压。
2．2．4 PWM控制电路
    该电路由PWM及外围的电阻、电容组成。其主要功能为：用于产生振荡波，进行稳压反馈、软启动、过流保护、过压保护等多种功能，是DC／DC变换器的核心部分。在DC／DC变换器的设计中，开关频率确定为(200+50)kHz。
    振荡电路参数的计算公式为：
    RTCT=k／f      (6)
    式中：RT，CT为振荡电阻、电容；k为振荡器充放电系数。
    当RT≥5 kΩ时，k=1．72；当RT<5 kΩ时，k在0．6～0．65间取值。其中，CT取(4 700+100)pF，RT的参数范围为1～2kΩ。
    应用该器件时，主要采用以下技术措施：①降压使用该器件(10～14 V)，减小电压应力和功耗，提高使用可靠性：②外围电路中的元件尽可能分布在该器件附近，减小电路分布参数的影响；③在印制电路板设计时，使用平面地。
2．2．5 功率变换电路
    该电路采用传统的Buck电路。其作用是：将PWM电路产生的驱动信号进行功率放大，使一次母线电压／功率转换成用电设备所需要的电压／功率。Buck电路实际上就是Buck斩波器，输出滤波电感L3的参数设计十分关键，它既起滤波作用又起储能作用，L3的表达式为：
    L3=(Umax-Uo)Ton／(0．02Io)      (7)
    式中：Umax为输入电压最大值；Uo为输出电压额定值；Io为输出额定电流。
    经计算L3=770 μH，假定Buck电路从连续状态转变为不连续状态的临界电流值是额定输出电流的1％，即35mA。
    在漆包线规格选择上，主要考虑变换器的总功率和确定规格漆包线的过电流能力。DC／DC变换器的额定输出功率为100 W(28．5 Vx3．5 A)，选择线径为0．31mm的漆包线绕制。按5A／mm2的电流密度计算，L3需要φ0．31mm漆包线的并绕根数L=3．5／[5x(0．31／2)2π]=9．3，取L=10。
    以上关于漆包线并绕根数的计算是在要求的额定电流下进行的，需要说明的是以上漆包线容许过电流的计算是按5 A／mm2的电流密度计算的，这是一个非常保守的取值，一般按8 A／mm2甚至10 A／mm2的电流密度计算。
2．2．6 过流保护电路
    本电路方案的过流保护电路没有采用电流采样信号输入到UC1843的ILIM端，利用该脚电流监测端的功能，当输出负载大于设定的保护点时，源端电流采样信号在取样电阻(或电流互感器)上的电压大于1 V，PWM1843的输出脉冲关闭，实现限流输出。当用过载现象消除后，DC／DC变换器自动恢复输出这一方案，原因是这一过流保护方案在输出完全短路时，电源自耗功过大，长时间下可能将电源自身烧坏。因此，电流环仅起闭环调节的作用。
    过流保护电路由电流互感器、三极管、电阻和电容组成。当输出负载大于设定的保护点时，三极管导通，UC1843的COMP端被拉到地，脉宽调制器无输出，电源实现过流保护，当用过载现象消除后，DC／DC变换器自动恢复输出。该过流保护电路的优点是电源输出长时间处于短路状态，电源本身不会损坏。
2．2．7 过压保护电路
    发生过压时，电路通过降低消浪涌MOSFET的栅极电压来增大MOSFET的漏-源导通电阻，从而实现过压保护的功能。通过对电路进行仿真实验可知，电路很好地实现了过压保护的功能。需要说明的是过压保护只考虑主功率MOSFET管短路一种情况。图3示出UC1843输出波形uco和RCC启动电路三极管集-射极电压uce波形。

3 结论
    介绍的42 V转28 V Buck DC／DC变换器相对于隔离型开关电源的特点是转换效率高，可作为星载设备的二次母线使用，如果输出整流电路采用同步整流技术，转换效率可达到98％以上。